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1 引言 開關電源以體積小，重量輕，功耗低，效率高，紋波小，噪聲低，智能化程度高，易擴容等，逐漸替代工頻電源，廣泛應用于各種電子設備。高可靠性、智能化及數字化是開關電源的發展方向。音響功放要求電源隨著負載變化自動調整輸出電壓，進而調節功率，以提高電源動態性能，降低音響功放內部損耗，但目前的開關電源無法實現。選用TMS320F2812型DSP作為功放開關電源的主控制器，設計一種低功耗。適用于大型功放系統的新型的智能功放開關電源。 2 智能功放開關電源設計 圖1為智能音響功放開關電源的總體原理框圖，主電路采用交一直一交一直的結構。輸入工頻220 V交流電路經濾波電路后，再經單相橋式整流電路輸出直流電壓；變換電路采用全橋移相逆變電路將前端直流電變換為高頻的交流電．然后經二次整流濾波輸出穩定的直流電壓；檢測電路對輸出電壓信號采樣后，送入控制電路，通過改變控制電路輸出脈寬占空比來調節輸出電壓；保護電路實現過壓和過流保護；功率檢測電路對變換電路電流采樣，當輸出功率超過500 W時，產生過功率檢測信號，驅動控制電路，降低輸出電壓：輔助電源電路為控制電路和各種運放供電。 
2．1 功放開關電源模塊 圖2是功放開關電源的主電路，其中Vin是220 V交流輸入經前端濾波和全波整流得到，電壓為300 V。為全橋逆變電路的輸入電壓。VQ1、VQ2、VQ3、VQ4為IRFP460型大功率MOSFET，用作變換器開關管。由于IRFP460型 MOSFET是多數載流子器件，開關速度極快，開通和關斷時間的典型值一般20 ns，具有較高的擊穿電壓和較大的工作電流。此外，MOSFET的輸入阻抗高，驅動電路較簡單，只要在柵源之間加10 V左右的電壓，就可使其飽和導通。L4、C5、C6構成輔助諧振網絡，考慮到變壓器原邊漏感，諧振電感LT的取值一般比實際值小，這里選用電感值為34 μH的非線性飽和電感1μF的，考慮到高頻脈沖變壓器T1磁飽和問題，原邊繞組串接防偏磁電容，VD15和VD16，VD17和VD18分別為全波整流二極管，L1、C13、EC1、EC2和L2、C14、EC3、EC4分別為+35 V和-35 V輸出回路的濾波電路。
2．2 功放開關電源模塊控制電路 該控制電路以DSPTFMS320F2812為核心，主要包括產生移相脈沖波形、實時采樣、功率調節、過壓保護、過流保護、過功率保護、濾波算法和全橋移相算法等功能。采用TMS320F2812內置的16路12位高分辨率A／D轉換電路實現電壓、電流實時采樣．每通道的最小轉換時間為80 ns，A／D轉換電路的輸入信號電平范圍為0～3 V。采樣后，通過軟件編程調整驅動全橋逆變器開關管的PWM波形移相角，實現穩壓，同時當輸出電壓、電流過高或欠壓時，DSP調用相應的子程序處理突發異常事件，起到保護作用。同時通過A／D采樣輸出電壓電流信號進行運算，可精確測量輸出功率，并調整事件管理器相關寄存器的值來調節輸出電壓。 控制器的動態特性和穩壓精度等性能與調節器設計密切相關。在功放開關電源的設計中，采用增量式PID控制算法。 電源設計中的數字控制均采用數字采樣控制，即根據采樣時刻的偏差值計算控制量。PID控制的離散形式為：
式中，Ts為采樣周期。 式(1)為是位置式PID控制算式。為增加控制系統的可靠性，采用增量式PID控制算式，即DSP只輸出控制量u(k)的增量，式(1)是第K次PID控制器的輸出量，那么(K-1)次PID控制器的輸出量為：
因此，增量式PID控制算法為：
式(3)和式(4)就是該控制程序的增量式PID控制算式。增量式PID控制與位置式PID控制相比僅算法不同，但它只輸出增量，減少了DSP誤操作時對控制系統的影響，而且不會產生積分失控。圖3為基于TMS320F2812的PID控制器的實現框圖。
2．3 功放開關電源的軟件設計 基于DSP的功放開關電源的軟件設計主要實現以下功能： (1)全橋移相脈沖的產生 利用TMS320F2812事件管理器中兩個比較單元直接輸出電路脈沖。從移相基本原理來看，滯后橋臂相對于超前臂之間的驅動有一個周期性延時，其延時角即為移相角。設定由比較單元1輸出的PWM1／PWM2分別驅動超前臂開關管VQ1、VQ3，由比較單元2輸出的PWM3／PWM4驅動滯后臂開關管 VQ4、VQ2。每個橋臂上下兩管之間的驅動脈沖互補且帶死區，固定超前橋臂的驅動在每周期的0時刻發出，則只要延遲移相角φ對應的時間，再發生比較事件則可得到滯后橋臂的驅動脈沖，從而實現0°～180°范圍內的自由移相。 (2)過壓、過流、過功率的檢測和保護 基于DSP的功放開關電源具有過壓、過流、過功率、過熱等保護功能。發生異常時．系統進入異常中斷服務子程序進行處理，并及時閉鎖PWM輸出。為防止誤動作，設定連續讀取20個異常信號才認定為電路異常，否則不處理。各模塊程序流程如圖4～圖6所示。
3 實驗結果 依據前面的分析設計一臺樣機，開關頻率為100 kHz，輸出電壓為±35 V和±42 V。對基于DSP控制音響功放開關電源進行帶載實驗，在輕載和重載條件下，輸出電壓紋波系數小于0．5％，輸出電壓精度小于O．5％。 圖7為DSP的移相波形。其中，通道1為比較單元1的PWM1輸出，為超前橋臂；通道2為比較單元2的PWM3輸出。從圖7可清楚看到通道2滯后通道1約 135°。圖8為滯后橋臂零電壓開通臨界波形，輸入電壓約為175 V，輸出功率為100W。圖8中通道1為功率MOS管柵源電壓Vcs波形，通道2為功率MOS管漏源電壓VDS波形。關斷VDS時為175 V，由圖8可看到VDS先降到0，然后Vcs上升。此時開通開關管為零電壓開通。負載越重，零電壓開通現象越明顯。在輸出功率400 W時，輸入功率為440 W，全橋移相變換器的轉換效率為90．9％。 實驗結果表明：基于DSPTMS320F2812的功放開關電源輸出波形良好，諧波含量少，可調節性優良，負載在全范圍變化時，開關電源能夠保持良好的輸出性能，而且由于采用全橋移相軟開關變換器，開關管工作在零電壓開關狀態，因此整個電源系統的功耗小，在高端大功率功放音響中具有較好的應用前景。
4 結論 將DSP作為音響功放開關電源的控制核心，實現了開關電源的數字控制，克服模擬控制系統中元件老化、熱漂移等問題，并解決單片機控制電路負載、運算精度不高的問題。把全橋移相電路運用在音響功放開關電源中，有效地降低功放開關電源的內部損耗，使其應用于大功率音響功放系統。 利用TMS320F2812的軟件硬件資源，實現PWM控制、濾波、采樣及各種系統保護功能，簡化控制電路，提高電源設計和制造的靈活性；另外該控制器可控性好，易擴展，容易升級維護。 參考文獻 1. 張占松,蔡宣三.開關電源的原理與設計[M].北京:電子工業出版社,2004. 2. 胡紅林,李春華,邵波.移相全橋零電壓PWM軟開關電路的研究[J].電力電子技術,2009(1):11-12. 3. 楊旭,趙志偉,王兆安.移相全橋型零電壓軟開關電路諧振過程的研究[J].電力電子技術,1998(8):36-37. 4. 王鳳巖,許俊峰,許建平.開關電源控制方法綜述[J].機車電傳動,2006(1):6-10. 5. 陶永華,尹怡欣,葛蘆生.新型PID控制及其應用[M].北京:機械工業出版社,1998. 6. 萬山明.TMS320F281x DSP原理及應用實例[M].北京:北京航空航天大學出版社,2007. 作者：周金博，章國寶 (東南大學) 來源： 電子設計工程 2009（12） |
