|
作者：英飛凌科技高級應用工程師David Meneses Herrera，高級產品定義工程師Nico Fontana 自 2001 年以來， EN61000-3-2 作為歐盟“電磁兼容（EMC） 指令”的一部分已經正式生效，在歐洲銷售的 AC-DC 電源要求包含有功率因數校正 (PFC)，或更準確地控制“交流線路諧波電流產生”。大多數功率超過75W額定值的設備都會受到影響，但照明產品的限制則為25W [1]。 之所以出現這種需求，是因為如果沒有 PFC，現代 AC-DC 電源會向公用事業(yè)用電呈現非線性負載，電流會在市電電壓峰值處以短時間突發(fā)形式出現。通過傅里葉展開，失真的電流波形可以用一個基本的正弦波表示，代表“有功”功率，疊加在代表“無功”功率的諧波之上。這些諧波中的電流不會提供有用的負載功率，但仍會從電源中汲取電流，從而在配電網絡中增大了不必要的損耗。功率因數校正通過調整電流并遵循標稱正弦線路電壓來消除諧波。 對于非常低的功率，有可能采用線路頻率電感器進行“無源”校正，但對于幾十瓦以上的功率，這成本太高，且又大又重。更高功率的解決方案是通過以更高頻率開關電流，并使用正弦線路電壓波形的模擬來調制脈沖寬度，以主動強制線電流遵循施加的電壓波形。開關電路主要，但不一定全都是升壓轉換器的形式，其中脈沖寬度的調制深度也由反饋控制以產生近似恒定的直流輸出電壓，并設置為剛好高于交流電的峰值。一個簡單的升壓轉換器如圖 1（左）所示，它僅從一個電源極性工作，因此需要一個前置橋式整流器。 功率轉換的高效率對于節(jié)省能源成本和滿足歐洲“生態(tài)設計指令（Ecodesign Directive）”2019/1782 以及美國能源部“VI 級”限制等要求也越來越重要。最艱難的目標可能是“能源之星”80+ 鈦，它要求計算機電源在 230VAC 和 50% 負載下的最低效率須達到 96%。該目標效率在電源中是端到端型，實際上，PFC 級的損耗貢獻不能高于總預算的一半，即 <2%。然而，在圖 1 中的簡單升壓電路中，單獨的橋式整流器損耗可能高達 2%，從而使電路不適用。 
圖 1：有源 PFC 排列，從左到右：傳統(tǒng)、雙升壓、圖騰柱。 一個升壓 PFC 的進展是“雙”排列，如圖 1（中）所示，它只包括用于每個電源極性的單獨轉換器。然而，仍然需要兩個線路整流二極管或配置為整流器的 MOSFET，以及兩個帶有兩個電感的轉換器，具有更高復雜性，因此該電路仍然不理想�，F在成為標準的進一步改進是“圖騰柱 PFC”配置，見圖 1（右）。此處，Q6 和 Q7 均可根據交流極性配置為開關或二極管，形成單個升壓級，Q4 和 Q5則根據極性控制電流。由于不需要單獨的橋式或線路整流器，能耗僅僅來自于 MOSFET 的傳導和開關損耗以及寄生效應，包括體二極管的反向恢復和器件電容的充電/放電。該技術的另一個好處是其固有的雙向能力。 Q4 和 Q5 并不重要，因為它們僅在 50/60Hz 的線路頻率下開關，因此動態(tài)損耗可以忽略不計，并且可以選擇具有低導通電阻的硅 MOSFET，以實現最小的傳導損耗。但Q6 和 Q7 以高頻開關，因此必須考慮動態(tài)損耗。 PFC 工作模式影響效率 升壓轉換器可以在不同傳導模式下工作：連續(xù)、邊界和非連續(xù)（如圖 2）。這些是指電感電流以及它是否在每個開關周期變?yōu)榱恪?br />
圖 2：升壓轉換器工作模式。 非連續(xù)模式 (DCM) 可以是“準諧振”，其中要實現零電壓開關并最小化動態(tài)損耗，但由于峰值電流很高，增大了電感器中的傳導和磁芯損耗。因此該模式僅適用于相對較低的功率。當電感電流被控制為每個周期會觸及零且峰值電流略低于 DCM 時，就會出現邊界模式 (BCM)，但該模式需要進行可變頻率操作，并不是首選。連續(xù)導通模式（CCM）可以設計為任意較低的紋波電流，適用于大功率。但有一個缺點：考慮到電源極性，其中 Q7 作為主開關工作，Q6 作為同步整流器，Q7 在漏極處在高電壓時開啟，即所謂的“硬開關”，具有瞬態(tài)高功耗。Q6 可以在零電壓導通，因為 Q7 關斷后，Q6 體二極管通過換向導通，對 Q6 COSS 進行放電。然而，在 Q6 關斷后，其體二極管再次導通，存儲電荷 QRR，當 Q7 隨后導通時，這會隨著瞬態(tài)耗散而恢復。對于電源波形的另一極性，Q6 和 Q7 的功能相反。硅 MOSFET相對較高的QRR 和 COSS/QOSS值，甚至是超結類型，都會因此產生過度的耗散。這些參數的變化也是一個問題所在，COSS 的變化通常為 10,000 倍，每個周期的漏極電壓出現擺動，并且隨溫度變化很大。對于零電壓開關，Q6 的 COSS 必須完全放電，因此開關導通狀態(tài)之間的死區(qū)時間必須足夠長才能使這種情況發(fā)生，從而允許 COSS 出現較大變化。然而，過長的死區(qū)時間會導致 Q6 體二極管出現傳導損耗，從而顯著降低電壓。上述損耗的凈效應意味著 Si MOSFET 不適用于高功率/高性能圖騰柱 PFC 應用。 CoolSiC MOSFET 具有實現高效率的重要參數 寬帶隙半導體（尤其是 SiC MOSFET）的發(fā)展實際上解決了體二極管反向恢復問題，其固有的材料特性更好，并且對于給定的 Rdson，PN結的物理尺寸更小。圖 3 顯示了 650V、90mΩ級器件的效果，與 CoolMOS 相比，SiC的 QRR 降低了 88%。重要的是，與 Si 器件相比，SiC 體二極管中 QRR 隨溫度的變化也小很多。
圖 3：SiC 反向恢復遠小于 Si。（來源：英飛凌） 同樣，碳化硅器件的 COSS 絕對值較低，且隨漏源電壓的變化也小得多，可能相差三個數量級。這些因素共同意味著，不僅碳化硅中的恢復電荷 QRR 和 QOSS 以及隨之而來的耗散要低得多，而且可以安全地減少死區(qū)時間以獲得更高效率。 實際結果 如圖 4所示，英飛凌已在 3.3kW 參考設計 (EVAL_3K3W_TP_PFC_SIC)[2]中使用其專有的 650V CoolSiC MOSFET 展示了圖騰柱 PFC 拓撲架構，并在 230 VAC 輸入和 400 VDC 輸出，峰值效率為 99.1%時，實現了73W/in3 (4.7 W/cm3) 的功率密度，詳見圖 5，其中采用了 TO-247 四引腳封裝類型 IMZA65R048M1 的 CoolSiC MOSFET用于高頻開關，額定電壓為 650V，64mΩ，而額定電壓為 600V， 17mΩ的 IPW60R017C7 CoolMOS Si 超結MOSFET 則用于低頻開關。該設計為完全雙向，并且在逆變器模式下，對于 230VAC 主電源和 400VDC 電源能夠實現超過98.8% 的峰值效率。這里引用的效率數據考慮到了實際設計所需 EMI 抑制和浪涌限制組件中的損耗。
圖 4：采用英飛凌 SiC MOSFET 技術的雙向 AC-DC/DC-AC 轉換器。
圖 5：在 230VAC 輸入下，測量得到的效率隨英飛凌圖騰柱 PFC 演示方案負載的變化。 圖騰柱 PFC 級的控制很復雜，尤其是在雙向時更是這樣，因此數字技術很具有優(yōu)勢，這主要是通過英飛凌 XMC 1404 微控制器實現。在 20% 負載下，最終設計的功率因數優(yōu)于 0.95，且在 20% 負載下電流總諧波失真 (THD) 小于 10%，滿足 EN 61000-3-2 的要求。作為一種演示方案，該裝置僅用于高線路電壓操作，但如果需要，可以采用技術手段實現全范圍通用輸入 88～264 VAC。 結論 英飛凌 CoolSiC MOSFET 的使用打破了大功率圖騰柱 PFC 級中損耗低于 1% 的瓶頸，使該技術成為端到端鈦（Titanium） 級標準 AC-DC 電源損耗低于 4%總體目標中不可或缺的一部分。其促成因素是 SiC MOSFET 的低反向恢復電荷，低且穩(wěn)定的輸出電容及其固有的高溫額定值、低柵極電荷、低比導通電阻和穩(wěn)健性等。這種設計結果不僅符合效率目標，而且是一種體積小、重量輕且成本低的解決方案，有助于節(jié)省能源，減少對環(huán)境的影響。 英飛凌擁有廣泛的基于 SiC 解決方案組合。CoolSiC 器件可提供分立和模塊形式，額定值為 650～1700V，導通電阻低至 2mΩ。該產品可與一系列匹配的 EiceDRIVER 柵極驅動器進一步補充使用，以實現更高易用性和更強大的性能。低側和高側驅動器的非隔離和隔離變體采用英飛凌的無芯變壓器技術，非常適合 CoolSiC產品系列。對于完整的解決方案，還可提供用于數字控制的電流感測 IC 和微控制器。 欲了解有關英飛凌基于 SiC 解決方案的更多信息，請訪問 www.infineon.com/SiC。 參考文獻 [1] https://www.epsma.org/wp-content ... 018-3-final-7-7.pdf [2] 采用650V CoolSiC TM 和 XMCTM 3300W CCM 雙向圖騰柱，英飛凌應用筆記 AN_1911_PL52_1912_141352 https://www.infineon.com/cms/en/ ... al_3k3w_tp_pfc_sic/ |
