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1 引 言 在電氣傳動中，廣泛應用脈寬調制（PWM－Pulse Width Modulation）控制技術。隨著電氣傳動系統對其控制性能的要求不斷提高，人們對PWM控制技術展開了深入研究：從最初追求電壓波形正弦，到電流波形正弦，再到磁通的正弦，PWM控制技術不斷創新和完善。本文所采用的電壓空間矢量（SVPWM－Space Vector PWM）就是一種優化的PWM方法，能明顯減小逆變器輸出電流的諧波成分和電機的諧波損耗，降低脈動轉矩，由于其控制簡單，數字化實現方便，目前已有替代傳統SPWM（SinusoidalPWM）的趨勢。微機技術的不斷發展使得數字化PWM有了實現的可能和廣闊的應用前景。本文采用美國德州儀器（TI）公司專為電機控制而推出的數字信號處理器（DPS）TMS320C24x系列中的TMS320F240實現SVPWM變頻調速。本文介紹由TMS320F240實現SVPWM的兩種方法。一種用TMS320F240的常規比較功能實現。稱為SWSVPWM（軟件SVPWM）；另一種用TMS320F240固有的生成SVPWM的硬件電路實現，稱為HWSVWM（硬件SVPWM）。 2 SVPWM的基本原理及特點 電壓空間矢量法（SVPWM，稱磁通正弦PWM）是從電動機的角度出發，著眼于使電機獲得幅值恒定的圓形磁場，即正弦磁通。它以三相對稱正弦波電壓供電時交流電動機的理想圓形磁通軌跡為基準，用逆變器不同的開關模式產生的實際磁通去逼近基準磁通圓，從而達到較高的控制性能。三相電壓源型逆變橋的上橋臂和下橋臂開關狀態互補，故可用3個上橋臂的功率器件的開關狀態描述逆變器的工作狀態，記功率器件開通狀態為“1”，關斷狀態為“0”，則上橋臂的開關狀態有8種組合，可用矢量［a，b，c］t表示，分別為［0 0 0］t，［0 0 1］t，…，［1 1 1］t。 得到相電壓矢量后，再應用電機統一理論和abc－dq坐標轉換： 可以將abc坐標的8種開關狀態矢量轉換為dq坐標的8種電壓矢量，分別記為U0，U60，U120，U180，U240，U300，U000，U111，稱為基本電壓空間矢量，其中U000，U111為零矢量，如圖1所示。 SVPWM控制技術的目標就是要通過控制開關狀態組合，將空間電壓矢量Uout控制為按設定的參數作圓形旋轉。在某個時刻，Uout旋轉在某個區域中，可由組成這個區域的兩個非零矢量Ux和 由于T1、T2之和小于TP之和小于TP（載波周期），需要用零矢量U0 0 0或U1 1 1插入，插入時間為T0，T1＋T2＋T0＝TP。零矢量對Uout的大小無影響，僅對設定的頻率起到補償作用。在很高的開關頻率下，每個轉換周期中Uout可以看成是常數，由上式可寫成： 用該式可以在dq平面中，分別求出T1，T2。 電壓空間矢量Uout的大小代表三相電機線電壓的有效值，其頻率也是三相電機的頻率，控制Uout的大小、旋轉速度和方向就能實現變頻調速。圖1所示由基本電壓空間矢量組成的六邊形的內切圓是Uout所能達到最大軌跡，所以Uout的最大值為 3 基于TMS320F240生成SVPWM TMS320F24x是美國TI公司新開發的專門用于電機控制的DSP芯片，除了DSP所固有的高速計算特性（50ns的指令周期）、硬件乘法器以外，還內部集成了三相PWM波形發生器，兩者的結合，使我們完全能通過實時計算來產生任意頻率的SVPWM波。 TMS320C24x系列產品為電機控制設計了專門的PWM生成電路，如圖2所示。 從片內生成PWM的硬件結構圖2中可以看到PWM生成由特定的寄存器分別控制： （1）COMCON［12］控制PWM輸出是常規比較控制PWM方式（SWSVPWM），還是硬件SVPWM方式（HWSVPWM）。 （2）ACTR［12－15］中是當前矢量，根據Uout的位置寫入相應的值，采用HWSVPWM時使用。 （3）T1CON［11－13］控制生成對稱或不對稱的PWM波形，死區時間設置DBTCON，在時鐘為50ns時，設置的死區時間范圍是0～102．4μs。 （4）COMCON控制PWM輸出或高阻態輸出，可用于系統出現故障時及時保護。 （5）CMPRx（x＝1，2，3）3個比較寄存器分別對應何時開通a、b、c三相，其值的大小由主、輔矢量和零矢量的作用時間決定，采用SWSVPWM時使用。 3．1 SWSVPWM生成方法 采用軟件生成SVPWM的過程是，當定時器的計數器累加到等于CMPRx＝1，2，3）的值時，就會改變空間矢量對應的控制信號輸出。例如在CMPR1中寫入0．25T0，CMPR2中寫入0．25T0＋0．5T1，CMPR3中寫入0．25T0＋0．5T1＋0．5T2，定時器的計數器值一一與CMPRx相匹配，就會輸出圖3a所示的PWM波形。因此，生成SVPWM的程序——定時器中斷子程序要完成的任務已經非常明確了。在主程序中根據控制策略計算出需要的頻率，等待中斷的產生。在定時器中斷子程序中，根據此時的f和Uout的當前位置確定出下一個載波周期中Uout的位置，確定主矢量和輔矢量，并計算出它們分別作出的時間T1、T2，得到發生區配的時間值，寫入到CMPRx中。如圖3所示，Ⅰ區主矢量是U0，輔矢量是U±60，Ⅱ區主矢量是U120，輔矢量是U60，其它區域類推。 3．2 HWSVPWM生成方法 在每一個PWM周期中，將完成動作：周期一開始，就根據ACTR［14－12］中定義的矢量設置PWM輸出；在向上記數過程中，在0．5T1時刻發生第一次比較匹配（計數器中值與CMPR1中值相等），根據ACTR［15］（0表示逆時針旋轉，1表示順時針旋轉）定義的旋轉方向，將PWM輸出轉換成輔矢量，在0．5T1＋0．5T2時刻，發生第二次比較匹配時（計數器中值與CMPR2中值相等），將PWM輸出轉換成兩種零矢量中的一種；在向下記數過程中，與前半周對稱輸出。圖4所示是Ⅰ區和Ⅱ區的SVPWM波形圖，其它區域類推。 3．3 SWSVPWM和HWSVPWM的比較 通過分析可以看出，在每個PWM周期，SWSVPWM波形以零矢量U000開始和結束，每個逆變橋臂狀態均改變，所以加入死區后三相電壓仍然平衡，并不影響逆變器線電壓；而HWSVPWM波形是以ACTR［14－12］中設置的矢量開始的，并以它結束，有一個橋臂狀態始終不改變，開關次數減少了，從而減少了開關損耗，死區只影響兩個橋臂，所以引起線電壓波形諧波分量，當開關頻率較高（如20kHz）、死區時間較小時，諧波分量較小。另外HWSVPWM計算量少，占用CPU時間少。表1是HWSVPWM和SWSVPWM的比較。 4 實驗分析 利用TMS320F240芯片，加上必要的外圍電路，構成最小DSP系統。智能功率模塊采用了西門子的P221，最高開關頻率可高達20kHz，死區時間只有2μs，再加上進線濾波、整流電路，就可以做成一個簡單實用的變頻調速系統。實驗電機1臺為750W三相鼠籠電動機，1臺100W三相繞線式電動機，負載為1臺180W并勵式直流發電機帶滑線式變阻器。實驗采用SWSVPWM方法，并與普通SPWM方法做了比較。 實驗結果如圖5、6、7所示，從實驗觀察到的輸出電壓波形，電流波形正弦性好；通過FFT變換，發現SVPWM的諧波消除效果明顯，尤其6k±1次諧波在0～1．22kHz范圍內基本上都被消除，其諧波幅值均比基波幅值小30dB以上。 5 結 論 本文研究了用DSP芯片TMS320F240實現SVPWM的方法。經過分析和實驗，結果表明： （1）SVPWM諧波優化程度高，消除諧波效果比SPWM要好，實現容易，并且可能提高電壓利用率。 （2）SVPWM比較適合于數字化控制系統，以微控制器為核心的數字化控制系統是發展趨勢，所以SVPWM應是優先的選擇。 （3）以TI公司的TMS320F240為核心，構成全數字控制系統，可以以兩種方式產生SVPWM，在一般的中小功率變頻調速系統中，采用該芯片實現SVPWM控制技術是非常適合的。 |
