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很多的應用不需要精確的溫度測量。精確的溫度測量是成本高的。降低一點精度要求，就會有很多可供選擇的成效方案，例如可選用：二極管、熱敏電阻、RTD（電阻溫度計）、熱電偶、硅溫度計等測溫方法。 在選擇溫度感測電路時，傳感器的成本比溫度范圍、穩定性或精度更重要。實現溫度信號調理3種最經濟的方法是用熱電偶、二極管和熱敏電阻。本文將對這3種經濟的測溫電路進行描述。 熱電偶電路 圖1示出熱電偶電路和一種信號調理電路，其基本單元包括： 熱電偶網絡 模擬濾波器、增益單元 A/D變換器 微控制器 在熱電偶網絡中，TC1是處于實際溫度測量點的熱電偶。TC2是和TC1相同型號的第二個熱電偶。TC1和TC2都是E型熱電偶。熱電偶TC3和TC4是硬件實現所需配件，它們連接TC1和TC2到PCB的銅線 。 4個熱電偶有3個放置在同溫單元中使它們保持在給定溫度。用模擬增益單元獲得所有4個熱電偶的等效輸出電壓并進行濾波。增益單元有一個單電源CMOS放大器（MCP601），配置做為一個2階低通切比雪夫濾波器。放大器的輸出信號用12位A/D變換器（MCP3201）數字化。MCP3201輸出碼串行送到微控制器（PIC12C508），微控制器把來自熱電偶網絡的電壓變為用攝氏或華氏表示的溫度。 熱電偶由兩個不同的金屬構成。在E型熱電偶中，兩種金屬是鉻鎳和康銅。熱電偶所產生的電壓通常稱之為EMF（電動勢）電壓，它代表熱電偶兩端的溫度差。此電壓隨溫度變化，不用任何電流或電壓激勵。 熱電偶EMF電壓參照0C是很容易定義的。用圖1所示的感測電路，從TC1和TC4中扣除TC2和TC3的電壓。因為TC3和TC4的材料和溫度是相同的，所以這些結對測量誤差的貢獻是零。TC2用于從測量點熱電偶（TC1）扣除同溫單元溫度誤差，使TC1的EMF電壓以0C為其準。每個熱電偶溫度感測電路都需要第2個溫度電路消除PCB上由不希望熱電偶的引起的誤差。第二個溫度電路通常用增加一個熱敏電阻的簡單電路設計。 熱電偶所產生EMF電壓的范圍從幾微伏到幾十毫伏。此電壓是可重復的，但是，是非線性的，可用查表法從系統中消除這種非線性。在信號調理電路中需要一個模擬增益級。假若在測量點的溫度范圍為250C~6000C，則MCP601放大器的濾波器/增益級合適的增益設置應為104V/V。 二極管測溫電路 二極管測溫電路示于圖2.在此溫度感測元件是用IN4148(Fairchild公司)二極管。對于不需要高精度的應用來說，二極管是有用的、便宜的溫度感測器件。假若用恒流激勵它，則標準二極管(如IN4148)電壓隨溫度的變化是~5mv/0C。用電流激勵，二極管具有相當好的線性電壓-溫度性能。電壓激勵（VDIODE）與跨接在二極管上隨溫度變化的電壓之比值越大，線性誤差就越小。表1列出3個電壓基準，其中10V提供最好的線性度。應當注意，基準電壓的變化改變流經二極管的電流。因此，建議對于較高精度應用應采用精確電壓基準。 表1 實現流經IN4148二極管額定0.1uA電流所需合適的電阻值與二極管基準電壓的關系
圖2中的溫度檢測電路采用 VR3-VIN(CM)=VRAO(1+R1/R3) (1) VIN(P-P)=VRA3(P-P)(R1/R2) (2) 式中： VIN(CM)=[VIN(max)-VIN(min)]/2+VIN(min) =[625Mv(@-40C)-425mV(@85C)]/2+425mV =525mV (3) VBAO=加到比較器非倒相輸入的電壓 =VDD/2 =2.5V VIN(P-P)=[(VIN(max)-VIN(min)) =625Mv(@-40C)-425Mv(@850C) =200mV VRA3(P-P)=VRA3(max)-VRA3(min) =5V-0V =5V 積分電路的功能用外部電容器(CINT)實現。此電路的積分輸出與系統基準（RA2）進行比較。 微控制器內部比較器充當1位數字轉換器，為微控制器內數字濾波器程序提供數據。微控制器也為R/C網絡提供一反饋途徑。當PIC16C622的RA3設置為高態時，RAO電壓增加直到比較器（CMCON<6>）觸發為低態為止。在該點，到RA3輸出的驅動器從高態到低態轉換，而RAO減小直到比較器觸發為高態為止。然后，設置RA3為高態，而周期重復。當該電路的調制器部分是周期性工作時，兩個計數器記錄時間和比較器輸出的1對0的數。隨著時間，累積數字濾波器輸出給出多位變換結果。 在一穩定的、預先確定的時間間隔內取每次積分結果。一個10位變換需要210取樣或1024個取樣。對于給定的系統線性誤差，該電路的210變換結果實際是8位精度。假若微控制器采集所有1024個取樣需要20ms，則一個完整的變換需要20.48ms(0.48ms用于變換結束的程序輔助操作)。 簡單的熱敏電阻方案 最簡單的方案應該使溫度傳感器盡可能的靠近微控制器。圖3是熱敏電阻測溫電路，圖中與標準薄膜電阻器并聯的熱敏電阻用做溫度感測元件。這種并聯組合在50C范圍內具有±1.50C誤差的線性性能。圖3中RNTC||RPAR和CINT的R/C組合的上升時間與RREF和CINT的R/C組合的上升時間之比給出RNTC的被測電阻值。盡管此電路所選擇的微控制器不含內部A/D變換器，但門脈沖輸入閾值電壓與微控制器時鐘組合起來用于計數熱敏電阻和外部電容器的上升時間。熱敏電阻有兩個基本類型：負溫度系數(NTC)和正溫度系數(PTC)型。NTC熱敏電阻最適合于精密溫度測量，PTC熱敏電阻適用開關轉換應用。 利用NTC熱敏電阻的3個不同工作模式來滿足不同應用。一種模式利用感測元件的電阻與溫度特性關系。其他兩種模式利用熱敏電阻的電壓與電流和電流持續時間的特性關系。 NTC熱敏電阻的電阻與溫度關系可用于精密溫度測量、控制和補償。這種模式依賴于工作在零功率條件下的熱敏電阻。這種條件意味著電流或電壓激勵不會影響熱敏電阻的白熱。 熱敏電阻的電阻與RTD元件相比(一般幾百歐姆)是相當高的。熱敏電阻在25C額定值為1kΩ~10MΩ。用軟件或硬件技術或二者組合可以校準NTC熱敏電阻的非線性度。用標準電阻器（如圖3所示）可簡單地實現硬件線性化。在此電路實現中，熱敏電阻與等效電阻器并聯。用PIC12C508執行A/D變換，置GP1和GP2為高阻抗輸入。設置GPO為低態并做為輸出，故放電電容器（CINT）。一旦，CINT完全被放電，則PIC12C508中的碼字改變GPO到高阻抗輸入而GP1到高態做為輸出端口。在這種配置中，GP1傳導電流來充電CINT和并聯電阻RNTC||RPAR的R/C組合。在充電期間，微控制器計數GPO變為高態前的時鐘周期數。在該狀態下測量熱敏電阻網絡的上升時間（tNTC）.一旦GP1和GP2再次設置為輸入，GP0設置為低態和做為輸出端口，則該計數（tNTC）存在存儲器中。此配置放電CINT。當電容器被完全放電時，GP0再次變為輸入，但此時GP2設置為高態并做為輸出。用這種配置，微控制器計數時鐘周期數直到GP0輸入變為高態為止。此新的計數表示RREF/CINT電路的上升時間值。 圖3中R/C網絡的上升時間是：t=RCln(1-VTH/VDD) (7) 其中： VTH:控制器輸入門GP0的閾值電壓 VDD:微控制器電源電壓 R:電路中的電阻器 C:電路中的電容器 假定VTH/VDD比是常是，則包含RREF的電路上升時間和包含RNTC||RPAR的電路關系是： RNTC||RPAR=(tNTC/tREF)RREF (8) 或： RNTC=( tNTC/RREFRPAR)/() RPAR值應等于熱敏電阻在50C溫度范圍中間點的值。例如，假若應用具有25C~75C的溫度范圍，則一個10KΩ熱敏電阻在50C為~3.6KΩ。為了線性化該溫度范圍的熱敏電阻，則并聯電阻器（RPAR）應等于3.6KΩ。一旦確定了并聯電阻值，則可很容易地選擇RREF。為使性能最佳，選擇基準電阻器等于與其并聯的額定溫度下NTC熱敏電阻的阻值（RREF=1.8KΩ）。 在此電路中，變換精度不依賴于VDD和GP0端輸入選通閾值。另外，靠比較這兩個類似網絡的時間常數使得電容器漏電和非線性引起的誤差最小。而電容器的值依賴于控制器的處理時間。為了達到最好結果，應該用穩定的、低漏電容器，如用聚丙烯或NPO陶瓷電容器。即使最好的電容器也呈現存儲現象，介質吸收和電容器放電電壓一起確定該剩余電荷的大小。可使這種效應最小的技術是每次放電電容器到同一微調點（VTH）。 結語 在很多應用中，溫度感測元件的特性是要求高的。然而，在另一些應用中，對傳感器元件的要求是不太嚴格的，這使得對傳感器的選擇比較寬。對于這些應用，電子電路設計成為系統設計中的最重要因數。用微控制器和少量簡單模擬元件可設計經濟的相當高精度的測溫系統。 |
