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1 引言 隨著科學(xué)的發(fā)展和技術(shù)的進(jìn)步．超聲波在超聲焊接、超聲清洗、干燥、霧化、導(dǎo)航、測距、育種等領(lǐng)域的應(yīng)用日趨廣泛。現(xiàn)在的大功率超聲波電源大都采用頻率跟蹤控制或功率控制。這種單一控制方法不僅會降低超聲波電源效率，而且會影響輸出精度和強度。如何使超聲波電源根據(jù)實際負(fù)載實時，動態(tài)調(diào)節(jié)輸出諧振頻率和功率，從而保證超聲波加工等操作的要求具有重要的理論研究和實際應(yīng)用價值。 2 超聲波電源系統(tǒng)的組成 超聲波電源系統(tǒng)主要由220V電源、整流濾波、高頻逆變單元、匹配網(wǎng)絡(luò)、檢測電路、PWM產(chǎn)生電路和驅(qū)動電路組成，如圖1所示。 220V單相交流電經(jīng)過二極管不可控整流電路得到直流電壓，然后經(jīng)過由MOSFET組成的高頻逆變電路得到滿足換能器要求的高頻電壓。為減少高頻工作條件下MOSFET的開關(guān)損耗，高頻逆變電路采用帶輔助網(wǎng)絡(luò)的全橋結(jié)構(gòu)，如圖2所示。此電路結(jié)構(gòu)解決了傳統(tǒng)零電壓開關(guān)(ZVS)PWM電路變壓器漏感小且滯后橋臂難于實現(xiàn)ZVS的問題。同時，根據(jù)電流增強原理，此電路結(jié)構(gòu)可在任意負(fù)載和輸入電壓范圍內(nèi)實現(xiàn)零電壓開關(guān)，大大減少了占空比丟失。超聲波電源與換能器匹配的好壞將決定整個電路的控制效果。因此，應(yīng)該對匹配網(wǎng)絡(luò)每個參量(高頻變壓器匝比K，輸出匹配電感Lf)進(jìn)行嚴(yán)格的計算。匹配主要指為使發(fā)生器輸出額定電功率，進(jìn)行阻抗變換匹配。以及為使發(fā)生器輸出最高效率進(jìn)行調(diào)諧匹配。 采用56F803型DSP作為控制電路的核心處理器．它內(nèi)置2 KB SRAM，31．5 KB FLASH，同時，其40 MHz的CPU時鐘頻率比其他單片機具有更強的處理能力。6路PWM信號可以實現(xiàn)高頻逆變電路開關(guān)管MOSFET的移相控制。12位A／D轉(zhuǎn)換器采集可以實現(xiàn)電壓和電流采樣并滿足采樣數(shù)據(jù)精度的要求。利用56F803型DSP中定時器的捕獲功能可以精確計算相位差大小，實現(xiàn)系統(tǒng)的頻率跟蹤控制。串行外設(shè)接口SPI與MCl4489配合使用可以實現(xiàn)對5位半數(shù)碼管的控制．從而實現(xiàn)系統(tǒng)頻率和功率的顯示。另外，56F803還支持C語言與匯編語言混合編程的 SDK軟件開發(fā)包．可以實現(xiàn)在線調(diào)試。 驅(qū)動電路采用IR21lO型驅(qū)動模塊．它具有集成度高，響應(yīng)速度快(tar/taff=120 ns／94 ns），偏值電壓高(<600 V),驅(qū)動能力強，成本低和易于調(diào)試等優(yōu)點。IR2110是基于自舉驅(qū)動原理的功率MOSFET驅(qū)動電路．驅(qū)動信號延時為納秒級，開關(guān)頻率可以從數(shù)十赫茲到數(shù)百千赫茲。同時,IR2110還具有比較完善的保護(hù)功能(如欠壓檢測、抗干擾、外部保護(hù)閉鎖等)。一個IR2110可以同時驅(qū)動單橋臂的上下二個 MOSFET,因此,使用少量分立元件和一路控制電源就可以實現(xiàn)一個橋臂MOSFET 的驅(qū)動控制，這樣大大減小了驅(qū)動電路的體積和成本。 3 系統(tǒng)的控制策略 超聲波電源系統(tǒng)采用頻率跟蹤和功率調(diào)節(jié)相結(jié)合的控制策略，從而使發(fā)生器在輸出最大功率時可達(dá)到最高效率。此種控制策略主要通過控制PWM的周期(也就是控制開關(guān)頻率)和PWM控制波形的移相角來實現(xiàn)。 3．1 頻率跟蹤控制的實現(xiàn) 采用鎖相法實現(xiàn)頻率跟蹤控制。使用KT20A/P型電流傳感器和KV20A／P型電壓傳感器分別檢測換能器二端的電壓和電流，經(jīng)過滯環(huán)控制得到電壓和電流的方波信號，如圖3所示。該滯環(huán)的回差為lV。然后，對二路方波信號經(jīng)過異或門和D觸發(fā)器得到相位差波形和相位差符號。相位差波形送入DSP的捕獲口,計算出相位差大小T，相位差符號送入GPIOA7口．獲得符號標(biāo)志量flag。當(dāng)T≠O，flag=o時，表示電壓超前電流。此時，應(yīng)該減小開關(guān)管的頻率 f；當(dāng)T≠O，flag=l時，表示電壓滯后電流，此時，應(yīng)該增加開關(guān)管的頻率f,然后把頻率量轉(zhuǎn)化成時間量附給DSP模值寄存器,從而改變輸出PWM信號的周期。 3．2 功率控制的實現(xiàn) 為了使高頻逆變電路的輸出功率滿足換能器所需要的額定功率，要采用功率控制電路，即采集直流側(cè)的電流信號與給定的電流值進(jìn)行比較,并對偏差進(jìn)行數(shù)字PI調(diào)節(jié)，從而改變移相控制波形的移相角．進(jìn)而改變高頻逆變電路的輸出電壓。 采集直流側(cè)的電流來實現(xiàn)功率控制的主要原因是通過換能器的電壓和電流是交流，需要檢波、濾波等處理過程才能檢測到,這樣比較困難。而直流側(cè)電壓是直流量, 基于這種考慮,采用了檢測直流側(cè)電流的方法。采用增量式數(shù)字PI運算減小偏移量,從而達(dá)到無靜差控制。直流側(cè)電流實時跟蹤給定電流,改變軟開關(guān)控制信號的移相角,從而改變高頻逆變電路的輸出電壓，當(dāng)移相角增大時輸出電壓也增大,所以高頻逆變電路最終會輸出換能器所要求的功率。 3．3 周期分段實現(xiàn)移相控制 本系統(tǒng)的開關(guān)采用占空比為50％的PWM信號移相控制。傳統(tǒng)移相控制方法有二種：一種是采用UC3875產(chǎn)生移相控制波形．但電路復(fù)雜，不便于調(diào)試。精度低：另一種是采用單片機，這種方法大部分采用正弦表產(chǎn)生移相波形，程序冗長、復(fù)雜、可讀性差。本系統(tǒng)采用周期分段控制方法實現(xiàn)移相控制波形。在每個PWM 周期中把開關(guān)管的控制波形分為4段．每段波形中DSP模值寄存器PWMCM的值等于計數(shù)器PWMVAL的值。變量Count代表輸出的是第幾段波形,當(dāng) Count=l或Count=3時．把波形I或Ⅲ的模值MODUL01(I和Ⅲ的模值相同)賦給模值寄存器。當(dāng)Count=l時,PWM模塊的0通道和3 通道分別輸出高電平和低電平。當(dāng)Count=3時．PWM模塊的0通道和2通道分別輸出低電平和高電平；當(dāng)Count=2或Count=4時．把波形Ⅱ或 IV的模值MODULO 2(Ⅱ和IV的模值相同)賦給模值寄存器．當(dāng)Count=2時，PWM模塊的O通道和3通道都輸出高電平。當(dāng)Count=4時．PWM模塊的0通道和2通道都輸出低電平。然后，按照上述方式循環(huán)輸出波形，如圖4所示程序框圖。 圖5為主程序框圖。在程序中，頻率跟蹤部分出現(xiàn)相位差時，先給頻率賦一個較大步長(m=100)．然后隨著相位差的減�。饾u減小步長．直到相位差為零。 4 實驗結(jié)果分析 上述超聲波電源的主要參數(shù)是直流側(cè)電壓270 V；開關(guān)頻率fS=20 kHz；高頻變壓器匝比K=38：15；諧振電感Lf=3 mH；換能器采用工作頻率為20 kHz．內(nèi)阻為10Ω ,電容為12 000pF，最大輸出功率為1500 W。 圖6(a)給出逆變橋輸出電壓和電流實驗波形。 圖6(b)是Q1管控制波形和漏一源極間電壓實驗波形�？梢姡�(dāng)控制信號使開關(guān)管導(dǎo)通時。其漏極和源極之間的電壓已經(jīng)為零,實現(xiàn)了開關(guān)管零電壓導(dǎo)通 圖6(c)是換能器二端電壓實驗波形。換能器處于固有頻率諧振狀態(tài)時為純阻性負(fù)載，所以二端電壓為正弦。 5 結(jié)束語 采用頻率跟蹤和功率協(xié)調(diào)控制的數(shù)控式新型超聲波電源具有以下特點： (1)采用帶輔助電路、電流增強型的ZVS全橋變換器．實現(xiàn)了所有開關(guān)管的ZVS；(2)實現(xiàn)了頻率跟蹤與功率控制的協(xié)調(diào)控制策略，跟蹤精度可達(dá)4Hz．能夠滿足超聲焊接、超聲清洗等控制的要求；(3)采用周期分段控制策略實現(xiàn)ZVS的移相控制，使得程序簡化；(4)采用IR2110型集成驅(qū)動，驅(qū)動簡單．減小了系統(tǒng)的體積，降低了成本。 |
