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[第一部分開始討論接地問題：何時考慮接地，機箱材料如何影響接地，以及接地環路問題。第二部分討論電源回路和I/O信號接地。第三部分談到了板間接口信號、星形接地和屏蔽。第四部分談到了安全地以及電線/電纜。] 1.2.5 射頻電纜 除了一些特殊應用外，比如高頻天線饋線可能使用平衡線，射頻信號傳輸用電纜幾乎總是同軸電纜。同軸電纜的突出屬性是信號沿著電纜傳播產生的磁場被限制在電纜內部(圖1.21)，與外部環境的交互因此保持在最小程度。 圖1.21 同軸電纜 圖中文字從左至右：護套，屏蔽或外層導體，電介質，內部導體，磁場被限制在外層導體之內。 另外一個有用的屬性是同軸電纜的特征阻抗很容易定義和保持。對射頻應用來說這點很重要，因為在這些應用中電纜長度一般都會超過傳輸信號波長。1.3小節將討論傳輸線的一般屬性——其中同軸是一種特殊類型。通常在同軸參數規格中見到的參數有： ● 特征阻抗(Zo)：通用標準是50Ω，這個值可以在機械屬性和電路易用性方面取得很好的平衡。75Ω和93Ω標準常見于視頻和數據系統。任何其它阻抗必須被認為是特殊類型阻抗。 ● 電介質材料。電介質材料會影響到電纜的各種屬性，包括Zo、衰減、電壓處理、物理屬性和溫度范圍。固體聚乙烯或聚乙烯是標準材料。蜂窩狀聚乙烯的部分電介質絕緣性能由空氣間隙提供，因此可以提供較輕的重量和較小的衰減損耗，但比固體材料更容易產生物理變形。這兩種材料的額定工作溫度是85℃。聚四氟乙烯(PTFE)材料適用于更高溫度(200℃)和更低損耗的應用，但價格要貴得多。 ● 導體材料。普遍用的是銅。有時也用電鍍銀，它能通過趨膚效應增強高頻傳導性，或將銅電鍍到鋼絞線上以增強強度。內部導體可以是單股或多股線。當電纜有柔韌性要求時，最好使用多股線。外部導體一般是銅編帶，同樣也是為了柔韌性。編帶覆蓋程度影響高頻衰減和屏蔽效果。對于不要求柔韌性的特殊應用來說，可以使用堅硬的外部導體。 ● 額定電壓。較厚的電纜通常具有較高的額定電壓和較小的衰減。你不能輕易地將額定電壓與功率處理能力聯系在一起，除非電纜與其特征阻抗相匹配。如果電纜不匹配，會產生電壓駐波，進而在電纜沿線的一些特殊位置產生峰值電壓，這個值比從功率/阻抗關系推導出的值要高。 ● 衰減。電介質和導體的損耗特性導致衰減隨頻率和距離增加而增加，因此衰減數據一般提供離散頻率點每10米的值，你可以從中找到你的工作頻率點的衰減值。電纜損耗很容易讓你抓狂，尤其是當你使用長電纜傳輸寬帶寬信號、又忘了在末端放出額外幾個dB的損耗余量時。 目前市場上的同軸電纜分成兩種標準：針對RG/U(無線電政府，通用型)的美國MIL-C-17標準和針對UR-M(Uniradio)系列的英國BS 2316標準。國際標準是IEC 60096。表1.8給出了一些普通50Ω電纜的比較數據。 一句話警告：永遠不要混淆帶屏蔽層的音頻電纜和射頻同軸電纜。它們的編帶和電介質材料有很大的區別，音頻電纜的Zo是不確定的，高頻時的衰減非常大。如果你試圖用它來饋送射頻信號，那么你在電纜末端是接收不到多少信號的！另一方面，射頻同軸電纜可以用來承載音頻信號。 1.2.6 雙絞線 應該對雙絞線給予特殊關照，因為它在減小磁性和電容干擾耦合方面特別有效方便。將兩根線絞合在一起可以確保電容的均勻分布。到地的電容和到外部源的電容是平衡的。這意味著共模電容耦合也是平衡的，因此可以實現很高的共模抑制。 圖1.22對雙絞線和非雙絞線(直線對)進行了比較，但需要注意的是，如果你的問題已經是共模電容耦合，那么將線絞起來是沒有什么幫助的。要解決這個問題，你需要采用屏蔽技術。 圖1.22：雙絞線的優點。 圖中文字從上至下：連續的半絞合可以抵消磁場感應,平衡的到地電容,雙絞線,磁場感應不能被抵消,不平衡的到地電容,直線 絞給方法在減少低頻電磁耦合方面最有用，因為它能將磁環面積減小到幾乎為零。每個半絞合都會反轉感應方向，因此假設外部磁場是均勻的，那么兩個連續的半絞合會抵消線纜與磁場的交互作用。 有效的環路耦合現在被減小到線纜對兩端的小塊面積上，加上由于磁場的不均勻性和線纜絞合的不規則性引起的少量殘余交互。假設終端面積包含在磁場中，那么單位長度內的絞合數量就不重要了：通常每英尺約8－16圈(每米26至50圈)。圖1.23對22-AWG雙絞線與間隔為0.032英寸的22-AWG并行線的磁場衰減與頻率關系進行了比較。 圖1.23 雙絞線的磁場衰減。(數據來源：R.B.Cowdell在1979年IEEE EMC專題論文集第183頁發表的文章“探索雙絞線的秘密”） 將一對線絞合在一起的另外一個優勢是支持完全可再現的特征阻抗。當與整體屏蔽結合在一起時可以減少共模電容耦合，這樣的電纜非常適合高速數據通信，因為它既能減少輻射噪聲，也能最大限度地減小感應干擾。 1.2.7 串擾 當同一條電纜束內有1個以上的信號要傳輸任何距離時，導線之間的互相耦合將使得一個信號的一部分饋送至另一個信號，反之亦然。這種現象被稱為串擾。嚴格地講，串擾不僅是一種電纜現象，而且是指名義上非耦合信道之間的任何有害的交互作用。這種耦合可能是電容主導，也可能是電感主導，或者是由于傳輸線現象造成的。 當電纜可以被看作是集總元件時(與之相反，高頻時必須被看作是傳輸線)，其低頻至中頻電容耦合的等效電路如圖1.24所示。 圖1.24: 串擾等效電路。 圖中文字從上至下：電纜長度D,電纜電容Cc,針對電路1耦合進電路2的情況,串擾電壓 在電容耦合阻抗遠低于電路阻抗這種最壞情況下，串擾電壓僅取決于電路阻抗的比值。 數字串擾 串擾在電信和音頻領域是眾所周知的，例如本來分開的語音通道在一起傳送、一個通道串進另一個通道時，或者高頻時分開的立體聲通道又被組合在一起時。雖然數字化數據初看起來是不受串擾影響的，但事實上它對數據完整性也是一種嚴重的威脅。電容耦合對快速邊沿幾乎是透明的，結果是與時鐘同步的數據特別容易受到破壞，如圖1.25所示。如果邏輯噪聲抗擾性能較差，可能導致嚴重的錯誤時鐘。一些實際例子(見圖1.25)展示了問題的實質。 圖1.25:數字串擾效應。 圖中文字從上至下：信號A,串擾耦合,時鐘B,受破壞的時鐘B (a) 源和負載阻抗都為10kΩ的兩個音頻電路使用2米長的多芯電纜傳輸信號，導體間的電容為150pF/m。此時在10kHz時的串擾比是多少呢？ 耦合電容CC等于2m x 150pF/m=300pF。10kHz時的阻抗為53kΩ。 每種情況下串擾電路中的源和負載阻抗為10K//10K=5kΩ。 因此串擾等于： 5 K/(5 K + 5 K + 53 K) = 22 dB：這在任何情況下都是不可接受的！如果輸出驅動阻抗從10kΩ減小到50Ω，那么串擾變為49/(49 + 49 + 53 K) = 60 dB：，這對許多應用來說都是可以接受的，雖然對Hi-Fi來說還是不可接受。 (b)兩條EIA-232(RS-232)串行數據線采用了16米長的數據電纜(不是單獨的雙絞線)，其芯/芯電容為108pF/m。發送器和接收器符合EIA-232規范，即具有300Ω輸出阻抗、5kΩ輸入阻抗、±10V擺幅和30 V/μs上升時間。那么由于某個電路引起而在另外一個電路上產生的干擾尖峰幅度有多大呢？ 這里的耦合電容是16 × 108 pF = 1728 pF。 來自具有恒定dV/dt的斜坡電壓、經t秒后在RC電路中流動的電流I = C × dV/dt (1 - exp[-t/RC])。在我們這個例子中，dV/dt=30 V/μs持續0.66 μs，電路電阻為567Ω，此時的電流為25mA。轉換成阻值為(300//5 K//5 K)的負載電阻上的峰值電壓為：25 × 10–3 × 267 = 6.8 V。這正是EIA-232不適合長距離和高數據速率的一個原因！ 串擾可以有許多解決策略，從上述例子中可知一二。這些策略是： ● 減小電路的源和/或負載阻抗。理想情況下，侵害電路的源阻抗應該高，受害電路的源阻抗應該低。在耦合大小一定的情況下，低阻抗要求更高的電容。 ● 減小交互耦合電容。使用更短的電纜，或選擇單位長度具有更低芯到芯電容的電纜。需要注意的是，對于快速或高頻信號來說，這樣解決不了任何問題，因為耦合電容的阻抗小于電路阻抗。如果你使用帶狀電纜，犧牲一些空間，將每根信號線之間的導線連到地；另外一種方法是采用具有完整地層的帶狀電纜。最好的方法是每個電路使用單獨的屏蔽層。屏蔽層必須接地，否則這種方法不會給你帶來任何好處。 ● 將信號電路帶寬減小到系統的數據速率或頻率響應要求的最小值。從上面的(b)可以看出，耦合效應直接取決于侵害信號的上升時間。較慢的上升時間意味著較小的串擾。如果增加一個與輸入負載電阻(圖1.24中的RL2)并聯的電容，與芯到芯電容形成分壓器，同樣可以減小高頻噪聲的輸入阻抗。 ● 使用差分傳輸。串擾的可怕是高數據速率時差分數據標準(如EIA-422(RS-422))和其它更新標準流行的主要原因。使用對線時沒有必要減小耦合電容，但此時的串擾是以共模方式注入的，因此可以受益于輸入緩沖器的共模抑制功能。抑制程度的限制因素是每半對線耦合電容的不平衡。這正是建議差分數據傳輸使用雙絞線電纜的原因。 |
