深入分析：常說的3H原則在PCB設計中的應用

發布時間：2024-7-15 10:15 發布者：edadoc2003

高速先生成員--黃剛

每一位剛進入PCB行業的同學，基本上頭幾個接觸到的設計經驗就肯定少不了“3H”原則。當然大家也都知道，這個原則是為了傳輸線之間的串擾改善而建立的規定，那就是要求傳輸線中心到中心的距離滿足至少3H的值（也就是空氣間距gap大于2H），其中H是傳輸線到參考平面的距離，其實也就相當于是上下層PP或者CORE的厚度了，就好像下面的樣子。

當然PCB設計工程師本身只會對物理規則負責，不對電氣規則負責。也就是說，SI工程師定下來“3H”原則后，PCB工程師通過疊層文件知道了H的數值后，然后在組內的高速差分線應用上去就好了�？臻g緊張的滿足“3H”，空間不緊張的拉開到“5H”，甚至是驚人的“7H”！總之，PCB工程師只管在PCB版圖上實現就完事了。

這不有一天，公司內一群好學的PCB工程師同事找到了Chris，想知道到底“3H”原則是不是就一定能讓高速信號之間的串擾變得很小了，有沒有必要做成“5H”甚至“7H”，總之就是，他們想讓Chris把物理規則量化成電氣規則。面對同事的“軟磨硬泡”，行唄，那就以他們手頭上的這個25Gbps的高速項目為例給他們說道說道。

Chris先打開他們設計文件的疊層，高速線走了很多個內層，結構線寬都相同。以L5層高速線為例，上面的core厚度是4mil，下面的PP也差不多4mil。然后按照100歐姆阻抗控制的話，線寬為4.5mil，線間距為7.5mil，如下所示：

那我們把L5層的走線提取到3D模型中去，通過仿真來驗證所謂的“3H”原則。模型就是下面這樣了。

那首先我們看看只有一對走線的情況下，去仿真它的電磁場特性，結果如下：

可以看到，電磁場的范圍基本上就在差分線中心往左邊或者右邊3H的距離，H是4mil。再遠的地方其實就沒太多電磁場分布了。從參考地平面的角度去看也是類似的結論，如下所示，也還是基本集中在3H的范圍。

當然如果把另外一對做到3H原則的差分線一起放進來看，也能有同樣的結論，左邊這對攻擊線的電磁場其實還沒波及到右邊這對受害線上面去。既然電磁場沒波及過去，也就說明其實串擾能量也不會很多的傳遞過去。

Chris從電磁場的角度給設計的同事去分析，他們的確是有一種get到新知識的新鮮感，而且這個場的仿真結果也比較形象，能直觀的看到“3H”設計原則的效果，他們看到都紛紛表示。。。贊！

當然，場的仿真結果其實也還是個定性的結果了，可能給PCB設計的同事看比較直觀，但是并沒有起到一個量化的效果。如果要量化具體指標的話，還得回到傳統的S參數仿真方法，也就是直接進行串擾的頻域仿真。

Chris對模型賦上一定的掃描變量，看看這兩對差分線從最小的“2H”到“3H”再到“5H”（其實Chris還順帶偷偷仿真了“7H”哈）的情況下串擾具體數量的差異！以下就是“2H”、“3H”和“5H”三種case的仿真模型。

唰一下，不同差分線間距的串擾仿真結果都完成了，我們把結果放到一起來直觀的對比，如下所示：可以看到，2H的情況下串擾就比較大了，只有不到35db，3H的話已經能做到50db，4H和3H其實差異就不大了，如果要往60db去做的話，就要達到5H的距離，如果繼續追求高指標的話，7H可能是你們喜歡的設計哈！

當然對于25Gbps信號來說，編碼方式是NRZ編碼，其實3H是夠用的了。如果在同樣基頻下要跑到56Gbps-PAM4的話，可能需要往5H做，因為PAM4的串擾的要求還是比較高的。反正需要做到多少間距，一個是看你們的產品的速率來定，另外就是看設計工程師能不能做到了哈。

當Chris把這個量化的S參數結果做出來準備再給設計部的同事展示的時候，發現他們早就跑光了，全部回去繼續做他們的設計去了，對于設計工程師來說，知道原理和定性的看到電磁場的結果，他們其實已經滿足了……

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