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在電子電路中，寄生電容可謂無處不在。FET 柵極、布線、地和電源平面都會導致電容底線的增加。當高速電路中的電容性負載變得很重時，謹慎仔細的運算放大器選擇對于優化轉換速率、電流輸出能力、功耗和反饋環路穩定性而言極為重要。 1 苛刻的電路要求 例如，假設由一個 100MHz、2VP-P 正弦波信號來驅動一個 350pF 的電容性負載。在這種情況下，所需的無失真最小轉換速率為： SRMIN = 2πfVPK SRMIN = 2π (100MHz) (1V) ≈ 630 V 轉換速率設定了最大輸出電流 —– 放大器正在給一個電容器充電，因此，最大輸出電流將出現在最大轉換速率條件下。 I = C dV I = (350pF) 630 V ≈ 220mA 最大功耗是一項重要的考慮因素。對于一個采用 ±5V 工作電源的運算放大器，假設電容性負載在 0V 條件下起動并以最大電流進行充電，則峰值功率為： P = IV P = (220mA) (5V) ≈ 1.1W 當采用一個具有 135°C/W 熱阻的封裝時，這種非常連續的功率將導致芯片溫度上升 148°C。如果環境溫度為 85°C，則將使芯片溫度達到足以熔化封裝的 233°C！ 為了使 CLOAD 與放大器隔離，設計方案可以采用一個串聯電阻器 RS。當電阻器或電容性負載變得非常大的時候，這種方法最終將限制帶寬。由于該 RC 時間常數所造成的帶寬縮減有可能對性能產生限制。當采用電流反饋放大器時，增大反饋電阻器 RF 是一種用于抑制峰化的替代補償方法。 2 纖巧型電流反饋放大器 對于上述的高速、大電容性負載實例，400MHz 電流反饋放大器系列 LT1395/LT1396/LT1397 肯定可以滿足轉換速率要求。LT1395/LT1396/LT1397 能夠迅速地處理大信號，并提供 80mA 的最小保證輸出電流。不過，對于上例來說，該放大器系列達不到 220mA 的電流要求。在這種場合，雖然一個放大器或許不夠，但 4 個肯定足夠了。把這些放大器并聯起來將能夠滿足電流要求，同時維持安全的功耗和穩定性。 LT1397 四通道放大器專為在保持上佳熱特性時推動大電流負載而設計。纖巧型 4mm x 3mm DFN 封裝的銅質下腹部把熱阻降至 43°C/W，就上面所舉的例子來說，芯片溫度將僅會上升至比環境溫度高 47°C 的水平。 3 元件的選擇和測試 無需組裝完整的并聯配置，可以構建一個單放大器測試電路，用于檢查負載電容除以所采用放大器數目的結果 (CLOAD/4)。 剩下的工作便是選擇反饋電阻器 (RF) 和串聯電阻器 (RS) 的合適阻值，以最大限度地增加 -3dB 帶寬，并充分地實現頻率響應中峰化值的最小化。不管是 RF 還是 RS ，較小的阻值都將導致帶寬和峰化的增加。RF 具有一個約 255Ω 的實際下限。當負載電容增加時，RF 和/或 RS 的阻值必須增大，以維持穩定性。 圖 2 示出了采用圖 1 所示的四放大器電路以及不同的 RF/RS 組合和 350pF 總負載電容時的測量結果。測量是在增益等于 1 的條件下進行，因此未采用 RG。 圖 1：采用全部 4 個放大器 (LT1397) 來驅動大電容性負載 圖 2：選擇用于驅動 350pF 負載電容的合適 RF 和 RS (當并聯 4 個 LT1397 放大器) 四放大器電路拓撲結構相比于單放大器的效力優勢可從圖 3 看出。為了顯示一個更具代表性的效果，我們把負載電容增至原來的 3 倍 (1000pF)。四放大器并聯電路能夠在不到 10ns 的時間里把 4V 電壓轉換至 1000pF 的負載電容中。這對應于一個 400mA 的轉換輸出電流。單放大器結構的電流限值約為 140mA，從而降低了至該大電容性負載的轉換速率。對于單放大器配置，相同的 4V 轉換需要 28ns 的時間，這幾乎是四放大器配置的三倍。 圖 3：當驅動一個 1000pF 電容性負載時，四放大器 配置的速度高于單放大器配置。單放大器配置的響應 時間比四放大器配置慢了近三倍。 4 結論 應始終考慮采用在一個纖巧的功率增強型封裝中的全部可用放大器，以提供快速轉換重電容性負載所需的驅動能力。還應考慮使用電流反饋放大器 (例如：LT1397)，以簡化非常寬帶寬電路的控制。 |
