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任何通用的RF器件,不論是混頻器、放大器、隔離器或其它器件，其鄰道泄漏比(ACLR)都受器件三階互調失真(IM3)的影響。可推導出器件的IM3與三階輸出交調截點(OIP3)之間的關系。本文介紹了估算ACLR的公式推導，ACLR是IM3的函數。 ACLR/IMD模型 為了了解RF器件的ACLR來源可以對寬帶載波頻譜進行模擬，相當于獨立的CW副載波集合。每個副載波都會攜帶一部分總的載波功率。下圖所示就是這樣一個模型，連續RF載波由四個單獨的CW副載波模擬，每個副載波的功率為總載波功率的四分之一。副載波以相同的間隔均勻地分布于整個載波帶寬內。 圖1中的綠線從左到右分別是副載波1、2、3和4。如果我們只考察左邊的兩個副載波(1和2)，可以考慮RF器件中的任意IMD3失真引起的三階IMD分量。三階失真表現為這兩個副載波兩側的低電平副載波，兩個“綠色”副載波左邊的第一個“紅色”失真分量是這兩個副載波的IMD3失真結果。 來自副載波1和3的IMD3分量在與載波1間距相同的頻率處具有IMD3失真分量。這在載波頻譜的左邊產生第二個“紅色” IM分量。同樣，來自副載波1和4的IMD3生成的失真分量距離載波邊緣更遠。 注意這里還存在其它的IMD分量。副載波2和4產生的IM3分量直接疊加在副載波1和2產生的IMD分量上。這一累加效應會使距離RF載波邊緣較近的IMD分量的幅值比距離RF載波邊緣較遠的IMD分量高，產生ACLR失真頻譜中的“肩”特性。Leffel發表的一篇論文詳細描述了來自多個副載波的IMD分量的這種累加。 這種方法可以定量地預測單獨的IMD3失真分量的實際電平。通過增加模型中所使用的單獨的副載波的數量可以增加模型的精度。多個寬帶載波的ACLR性能與該模型中的ACLR非常像，模型中每個單獨的寬帶載波占據總的寬帶載波帶寬的一部分。在寬帶載波的相鄰部分，鄰近最后一個載波的單載波的ACLR處于IMD3引起的失真響應的高肩位置。這導致多載波情形的ACLR比單載波系統的ACLR差得多。再次說明，這一結果可以量化后用以精確預測單寬帶載波或多寬帶載波的ACLR性能。這種基本方法只通過OIP3參數來預測RF器件的ACLR性能。 基本關系 器件的三階互調分量和三階交調截點之間的關系如下所示： IMD3=(3×Pm)-(2×OIP3) 其中， Pm=雙音測試例子中的每個單音功率，IMD3=三階IM3，以dBm為單位，表示絕對功率，OIP3=三階交調截點，表示絕對功率。 為了方便，可將該公式重寫為相對IMD3，即與功率電平(P)有關的IM3性能。 IMD3=2×(Pm-OIP3) 其中， Pm=雙音測試例子中的每個單音功率，IMD3=三階IM3，以dBc為單位，表示相對功率，OIP3=三階交調截點，表示絕對功率 。 例1：以總輸出功率(Ptot)為+30dBm，OIP3為+45dBm的功率放大器(PA)為例。這樣一個PA的相對IMD3可利用上述公式推導得出。但是，IM3雙音測試中每個單音的輸出功率比PA的總輸出功率低3dB，即每個單音+27dBm。所以利用這些值來計算該PA的IMD3： Ptot=+30dBm (PA的總輸出功率) Pm=(+30dBm-3dB)=+27dBm每個單音 OIP3=+45dBm IMD3=2×(27-45)=-36dBc ACLR與IMD3的關系 寬帶載波的ACLR通過一個校正因數與雙音IMD3性能相關。該校正的存在是由于IMD3性能造成了ACLR性能惡化。這種惡化來源于由擴頻載波的頻譜密度組成的各種互調分量的影響。ACLR與IMD3的有效關系如下所示： ACLRn=IMD3+Cn 其中Cn如下表所示： [td]No. of Carriers [td]Correction Cn (dB)
我們可以將IMD3和ACLRn的上述關系式合并為一個統一的表達式，由RF器件的基本性能參數來推導多個擴頻載波的ACLR。 ACLRn=(2×[(P-3)-(OIP3)])+(Cn) 其中， Ptot=所有載波的總輸出功率，以dBm為單位，OIP3=器件的OIP3，以dBm為單位，ACLRn="n" 載波的ACLR , 以dBc為單位，Cn=上述表中的值。 例2：重復上述例子，現假設功率放大器必須產生四個載波，功率均為250mW，總輸出功率為1W。 P/載波=+24dBm Ptot=+30dBm，總功率 OIP3=+45dBm ACLRn=2×((30-3)-(45))+12 ACLRn=-36dBc+12dB ACLRn=-24dBc 重新整理該公式可推導出要得到期望的ACLR所需的OIP3。重新改寫后的公式如下： OIP3=0.5×([2×(P-3)]-[ACLRn]+[Cn]) 其中， P=所有載波的總輸出功率，以dBm為單位，OIP3=器件的OIP3，以dBm為單位，ACLRn="n" 載波的ACLR , 以dBc為單位，Cn=上述表中的值。 例3：重復上述例子，現假設該功率放大器的四載波ACLR期望值是-50dBc。 P/載波=+24dBm Ptot=+30dBm，總功率 ACLRn=-50dBc OIP3=0.5×([2×(30-3)]-[-45]+[12]) OIP3=+55.5dBm 結論 通用RF器件的載波功率電平、OIP3指標和單載波/多載波ACLR性能之間的關系已推導得出。該關系適用于性能受三階失真分量影響的RF器件。包括許多通用的RF器件，但是驅動不能太接近飽和電平。通過觀察，該模型對ACLR的預測精度接近±2dB。 |
