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LDO穩壓器的調整元件通常采用PNP管或PMOS管，通過共射或共源的結構輸出，因此，LDO穩壓器的輸出阻抗比較高，受負載的影響較大，容易造成系統的不穩定。通常利用輸出電容的等效串聯電阻進行頻率補償，以改善其穩定性。這種方法對輸出電容有很高的要求，特別是ESR，若處理不黨會提高電源管理方案的成本。本文提出了將頻率補償電路設計到穩壓器內部的方法，降低了對輸出電容的要求，并且補償的零點跟隨負載電流變化，降低了負載電流變化對系統穩定性的影響。 LDO穩壓器的頻率補償原理 影響LDO系統穩定性的主要因素有：誤差放大器、調整管、反饋電阻網絡、輸出電容及其等效串聯電阻和旁路電容等。 LDO穩壓器的典型頻率響應如圖1所示。其中UGF代表單位增益頻率(Unity gain frequency)。虛線代表ESR的穩定范圍。 零點ZESR和極點Pb由RESR決定，當RESR改變時，ZESR和Pb也上下移動，使得環路穩定性受到影響。因此，為了保證系統的穩定，必須選擇合適的RESR。LDO穩壓器的應用資料一般會提供保證系統穩定所需RESR值的范圍。通常鉭電容的ESR值較為合適，并且比較準確，但其價格比較昂貴，這無疑增加了設計成本。 同時，采用輸出電容的等效串聯阻抗進行頻率補償的另一個缺點是，ESR對LDO穩壓器的瞬態響應的影響。在最壞情況下，當負載電流瞬態從零變化到最大值時，輸出電壓最大的瞬態變化量為： (1) 其中，苩1是LDO需要的響應時間，如果忽略壓擺率的影響，苩1約等于閉環帶寬的倒數。芕ESR是ESR上的電壓變化量。由等式可看出，ESR越大，對瞬態響應特性影響越大。 針對LDO穩壓器利用ESR進行頻率補償存在的不足，本文提出的內部動態頻率補償電路對此進行了改進。 內部動態頻率補償電路的設計 采用內部動態頻率補償電路的LDO穩壓器系統如圖2所示。電路內部添加了一個RC補償網絡，并采用了兩級放大結構。第一級放大器采用跨導運放實現，第二級放大器采用輸出阻抗較小的放大結構。 從圖2中可得出其主要的零極點如下： 第一個極點：(2) 第二個極點： (3) 第三個極點： (4) 零點： (5) 從第一個極點Po的表達式可得出，該極點與負載電流成正比，如果內部RC網絡產生的零點頻率固定不變，則單位增益帶寬隨著負載電流變化，同時可能會引起振蕩，達不到補償的效果。 針對以上問題，電路中可引入可變電阻構成的動態RC頻率補償網絡，該電阻用工作在線性區的MOS管導通電阻來實現。通過在調整管處并聯一個電流檢測管，使其檢測輸出電流，以控制RC補償網絡可變電阻R的阻值，使零點Zc也隨負載電流變化。當負載電流減小時，零點頻率也減��；負載電流變大時，零點頻率也變大。此時，零點Zc和極點Po同時隨負載電流增大或減小，保證了穩定性和環路增益帶寬不變。 頻率補償RC網絡的具體電路如圖3所示�？勺冸娮枋荕8的導通電阻，RC網絡主要是由M1、M2、M4、M6、M7、M8、Cc構成的，其中M1是電流檢測管，調整管M0用寬長比很大的PMOS管實現。 由M3、M5、R3構成的偏置電路，可以保證M0和M1的漏/源極電壓基本相等，使電流ID1以恒定的系數正比于電流IL變化，ID1通過M4和M6構成的鏡像電流源決定M7的電流。則： (6) 其中， M8的柵-源極電壓VGS8為： VGS8＝VGS7-VGS9(7) 其中，M7的柵源電壓VGS7為： (8) 由于第一級運放的輸出阻抗較大，第二級放大器的輸入阻抗也較大，并且M8沒有電流流過，因此，M9的電流非常小，可以近似地認為。所以， (9) 此時，M8的導通電阻為：(10) 整理得： (11) 為了保證等式(10)成立，VGS8必須大于VTH，通常M7選用一個寬長比較小的MOS管，而M9選用一個寬長比較大的MOS管。由表達式(11)得出，當負載電流IL減小時，導通電阻RON變大，補償的零點頻率減小；負載電流增大時，補償的零點頻率增大。 第二級放大器主要是對誤差放大器的輸出阻抗和調整管的柵寄生電容起隔離作用。第二級放大器的輸出阻抗比較小，產生的第三個極點可在單位增益帶寬之外，從而克服誤差放大器的輸出阻抗和調整管柵寄生電容產生的低頻極點。 仿真驗證 m該電路采用Hynix 0.5 CMOS工藝來實現。在Level28模型下，內部動態頻率補償電路的頻率響應采用Hspice仿真，整個系統的相位裕度為60低澄榷ā£負載電流發生變化時，其頻率響應曲線如圖4所示。 由圖4可看出，采用內部動態頻率補償電路，其環路增益帶寬不隨負載電流變化，滿足系統穩定性的要求。 結語 本文提供了一種新穎的LDO穩壓器內部動態頻率補償電路。與利用ESR進行頻率補償的方法相比，此電路不僅改善了瞬態響應特性，而且在提高LDO線性穩定性的同時，大大降低了對外部電容的ESR要求。此時可以采用ESR比較小的陶瓷電容，從而在提高性能的同時，降低了LDO穩壓器的應用成本。 |
