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1 引言 盡管與數字讀取技術相比，模擬動圈式儀表的分辨率和精度都較差，但就跟蹤讀取走勢或根據測量數據變化獲取信息來說，它仍是最佳的儀表顯示技術。不過，對于低電平電流測量而言，滿量程偏轉電流超出待測電流，因此需要獨立的電源給電表供電。過去的模擬電表(如Hartmann&Braun公司的Muhavi—10)采用可再充電的蓄電池作為電表電源來解決這一問題。采用手動可選的分流電阻與高精度斬波放大器相結合，能使用戶在從lμA至l A的范圍內共有13種不同大小的電流可供選擇。 2 分流檢測器的分析 隨著現代分流檢測器IC(如INAl9x系列)的推出，大大簡化了動圈式儀表的放大器設計。圖l為8英寸動圈式儀表的驅動電路，該儀表可測量0 mA—100 mA的電流。滿量程偏移電流為15 mA。分流檢測器INAl93可檢測分流電阻Rs1(阻值為lΩ)的壓降。在最大電流為100 mA的情況下，Rs1上的電壓為100 mV。 選擇Rs1的值時，不僅要根據應用而定，而且還要在小信號精確度和測量線上允許的最大壓降之間進行權衡。當Rs1的值較高且電流較小時，能最大限度地降低偏移影響，從而提高精度。當Rs1的值較低時，能最大限度地減少供電線上的電壓損耗。對于大多數應用，如果Rs1的值能確保滿量程分壓范圍在50~100 mV之間，那么就能實現最佳性能。在確保測量精確的情況下，最大輸入電壓為500 mV。在給出的實例中，INAl93以20 V／V的增益系數放大100 mV滿量程輸入電壓，從而實現2 V的滿量程輸出。隨后的運算放大器OPA344采用滿擺幅輸入和輸出，與N通道MOSFET(BSN254)協同工作，作為電壓控制的電流源。 請注意，包括INAl93在內的整個電表電路采用一個5 V的單電源，這也將運算放大器的最大電壓擺幅限制為5 V，因此，應選擇柵一源閾值電壓VGS較低的MOSFET，因為該電壓會減小運算放大器的輸出擺幅。BSN254的最大閾值電壓為2 V，這足以滿足較低的VCS要求。由于非反向運算放大器輸入的電壓等于反向輸入的電壓，因此Rs2上的滿量程輸出電壓為2 V。為了確保最大偏移電流的流動，可通過下式計算Rs2： 通過調節Rs2來校準電表，也可改變其滿量程電流范圍。調節Rs1則能提高低電流測量的精確度，也可擴大測量范圍，以支持更高的電流值。該電路還有另一種優勢，即可將電表與檢測點彼此分開。由于動圈式儀表不適用于高精度測量，因此設計人員可采用測量精度較低的電阻，還應通過去耦電容來對儀表電源進行分流，以避免電子噪聲環境造成雜散干擾。 3 INAl9x分流檢測器 INAl93是分流檢測器系列中的一員。INAl94與INAl95具有相同的引腳排列，但增益不同，分別為50 V／V與100 V／V。INAl96、INAl97及INAl98是另外3種分流檢測器，其功能相同，引腳排列不同。 INAl9x系列分流檢測器采用一種全新的、獨特的內部電流拓撲技術，只需一個單電源。其共模電壓可擴展到一16 V至+80 V。就經典的儀表放大器技術而言，共模抑制要受電阻匹配精度要求的限制。INAl9x將電感輸入電壓轉換為電流，從而使共模抑制與電阻值之間不存在嚴格的函數關系，可在寬泛的共模范圍內實現更高性能。 圖2所示為INAl9x的簡化電路圖，由圖2可看出基本電路功能。共模電壓為正時，放大器A2處于工作狀態。Rs的差動輸入電壓(VIN+)一(VIN-)可實現A2輸入端的電壓電勢VN與VP： 為了確保Vp=VN，A2驅動晶體管時要讓集電極電流IC在5 kW電阻上形成壓降，且該壓降等于差動輸入電壓： 共模電壓為負時，放大器Al處于工作狀態。Rs的差動輸入電壓(VIN+)一(VIN-)轉化為通過5 kΩ電阻的電流。該電流的來源為精確電流鏡，其輸出直接進入RL，后將信號再轉換回電壓，并被輸出緩沖放大器放大。這一電路架構正在申請專利，其可確保設備的順利工作，即便在放大器Al與A2都處于工作狀態的過渡周期，也不會發生問題。 輸入引腳VIN+與VIN-應盡可能靠近分流電阻連接，以最大限度減少任何與分流電阻串聯的電阻。用電源旁路電容來確保穩定性。如果應用噪聲較大，或電源阻抗較高，還需要采用額外的去耦合電容抑制電源噪聲。旁路電容應靠近器件引腳連接。 INAl9x的輸入電路可準確測量大于電源電壓V+的數值。舉例來說，V+電源為5 V時，負載電源電壓高達+80 V。不過，0UT終端輸出電壓范圍受限于電源引腳上的電壓。 INAl9x的輸出在電源引腳V+設置的輸出電壓擺幅范圍內是準確的。在使用INAl95或INAl98(兩者增益都為100)時，100 mV的滿量程輸入分流電阻要求輸出電壓擺幅為+10 V，而且電源電壓應足以實現+10 V的電壓輸出，這充分反映了上述情況。 顯然，INAl9x串聯輸出端是進行過濾工作最方便的地方。不過，這種設置會抵消內部緩沖器低輸出阻抗的優勢。過濾的另一選擇就是設置在INAl9x的輸入引腳端，不過內部5 kΩ與30％的輸入阻抗會使情況復雜化(如圖3所示)。應采用盡可能低的電阻值，從而盡可能減小增益的初始偏移與容差影響。初始增益影響為： 計算增益誤差總影響，可以將5 kW項替換成為5 kW一30％(或3．5 kΩ)或5 kΩ+30％(或6．5 kΩ)。RFILT的容差極值也可加入公式。如果輸入采用一對100 W 1％電阻，那么初始增益誤差為1．96％。最差的容差總出現在內部5 kW電阻下移時(3．5 kΩ)，本例則為Rfilter3%的上移。 需要注意的是，應將INAl9x規范定義的準確度與上述容差情況相結合考慮問題。在這里結合電阻值的極限來考慮最差情況下的準確度，通常可采用幾何平均數或方根計算不同精確度差異的影響。 |
