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每當(dāng)我們?cè)O(shè)計(jì)高速的混合信號(hào)系統(tǒng)時(shí)，我們最好先審視信號(hào)路徑的每一環(huán)節(jié)，詳細(xì)評(píng)估各區(qū)塊的信號(hào)失真程度。本文主要介紹輸入或接收器路徑的設(shè)計(jì)。發(fā)送器或輸出路徑的設(shè)計(jì)將會(huì)留待以后再詳細(xì)介紹。典型的接收器或儀表測(cè)量系統(tǒng)由信號(hào)傳感器、模擬信號(hào)處理區(qū)塊、數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器、接口及數(shù)字處理區(qū)塊等多個(gè)不同環(huán)節(jié)組成 (參看圖 1)。但本文只集中討論輸入路徑設(shè)計(jì)的模擬及混合信號(hào)部分。我們必須小心挑選信號(hào)路徑的各個(gè)區(qū)塊，才可取得預(yù)期的成效。 圖 1：典型的信號(hào)路徑 規(guī)范系統(tǒng)性能的技術(shù)規(guī)格 若要系統(tǒng)能充分發(fā)揮其性能，系統(tǒng)便必須符合一定的技術(shù)規(guī)格，例如信號(hào)路徑所采用的主要元件必須符合有關(guān)要求，以便系統(tǒng)可以在性能、功耗、體積及是否容易使用等方面取得最理想的平衡。下文將會(huì)分析典型的雙信號(hào)路徑接收器設(shè)計(jì)的每一個(gè)環(huán)節(jié) (參看圖 2)。接收器的兩條信號(hào)路徑都以傳感器為起點(diǎn)，接收器可以接受頻率高達(dá) 27 MHz 的直流電信號(hào)，并可為單端 200W 負(fù)載提供輸出。傳感器信號(hào)振幅介于 2mVpp 與 1Vpp 之間，而且兩條通道都無(wú)可避免有高頻干擾。按照系統(tǒng)規(guī)格的規(guī)定，即使最微弱的信號(hào)也必須比系統(tǒng)噪音高 6dB 以上，才可進(jìn)行正常的信號(hào)處理，而且即使最強(qiáng)的信號(hào)其振幅峰值也不應(yīng)在信號(hào)路徑內(nèi)被削平。在任何正常的應(yīng)用情況下，這一電路設(shè)計(jì)的功耗都應(yīng)盡量減至最少。 高效的測(cè)試及儀表測(cè)量解決方案示波器簡(jiǎn)化電路圖 圖 2：設(shè)有兩條信號(hào)路徑的接收器系統(tǒng) 選擇模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器 系統(tǒng)設(shè)計(jì)工程師確定了系統(tǒng)的技術(shù)規(guī)格之后，便可著手挑選輸入信號(hào)路徑的核心元件 -- 模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器。高速模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器有兩個(gè)重要的技術(shù)參數(shù)：即以位計(jì)的分辨度及采樣率。由于信號(hào)的振幅介于 2mVpp 與 1Vpp 之間或 54dB，加上即使最微弱的信號(hào)也必須比模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的噪音高 6dB 以上，因此模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的信噪比 (SNR) 必須不可低于 60dB (54dB + 6dB)。理論上，10 位模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的信噪比可以高達(dá) 62dB，應(yīng)該符合規(guī)定要求。但實(shí)際上，10 位模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的信噪比根本無(wú)法達(dá)到這個(gè)理論上的最高水平。此外，信號(hào)路徑上的其他元件也會(huì)為系統(tǒng)添加噪音。系統(tǒng)設(shè)計(jì)工程師也希望能夠?qū)⒛M/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的輸入信號(hào)加以抑制，確保振幅無(wú)法達(dá)到其峰峰值的范圍，因?yàn)檫@樣可以避免出現(xiàn)過(guò)驅(qū)動(dòng)的現(xiàn)象。按照以上的分析，信噪比高達(dá) 68-70dB 的12 位轉(zhuǎn)換器應(yīng)該是明智的選擇。 模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的分辨度確定為 12 位之后，跟著便要確定取樣率。以頻率高達(dá) 27 MHz 的直流電輸入信號(hào)為例來(lái)說(shuō)，取樣率必須不可低于 54 MSPS，因?yàn)橹挥羞@樣，模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器才可將整個(gè)頻率范圍內(nèi)的信號(hào)轉(zhuǎn)為數(shù)字信號(hào)，確保有關(guān)信號(hào)不會(huì)與其他頻率混淆或重疊，以致出現(xiàn)錯(cuò)誤解譯。許多有關(guān)模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器及取樣率的課本及應(yīng)用技術(shù)資料匯編都有討論頻率重疊或混淆的問(wèn)題。 此外，模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器還要符合另外兩個(gè)系統(tǒng)規(guī)定。由于這里討論的是雙通道的接收器系統(tǒng)，因此選用雙路模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器較為理想，而且功耗最好能夠減至最少。以下是最適用的模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的技術(shù)規(guī)格：12 位的分辨度、54 MSPS 以上的取樣率、極低的功耗以及雙通道的格式。ADC12DL065 是其中一款符合這些標(biāo)準(zhǔn)的模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器芯片。這款 12 位的雙路模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器可以支持高達(dá) 65 MSPS 的取樣率，信噪比高達(dá) 69dB，而且功耗低至只有 360mW。 ADC12DL065 模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器還有其他的優(yōu)點(diǎn)，工程師設(shè)計(jì)信號(hào)路徑的其他環(huán)節(jié)時(shí)，應(yīng)該詳細(xì)考慮這些重要的技術(shù)參數(shù)。這里首先要介紹的是這款模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的輸入信號(hào)的特性。這款芯片的整個(gè)差分信號(hào)輸入范圍是 2 Vpp，共模輸入電壓是 1.5 伏 (V)，而輸入電容是 8pF (參看圖 3)。此外，ADC12DL065 模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的交流電特性也絕不遜色，不但信噪比極高，而且以 30MHz 的輸入信號(hào)來(lái)說(shuō)，無(wú)雜散信號(hào)動(dòng)態(tài)范圍 (SFDR) 可達(dá) 85dB，確保模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器所產(chǎn)生的假信號(hào)遠(yuǎn)比要接收的信號(hào)小。雙路模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的另一優(yōu)點(diǎn)是芯片內(nèi)的兩條通道可以產(chǎn)生互動(dòng)作用。換言之，ADC12DL065 模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的兩條輸入通道可以互相抑制來(lái)自對(duì)方的信號(hào)干擾，而且兩者之間的信號(hào)抑制率高達(dá) 90dB，因此兩條通道的信號(hào)不會(huì)互相干擾。 圖 3：輸入“A”信號(hào)路徑接收器系統(tǒng) 模擬信號(hào)調(diào)節(jié)區(qū)塊 跟著我們便要為接收器系統(tǒng)設(shè)計(jì)模擬信號(hào)調(diào)節(jié)區(qū)塊，以便為模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器提供支持，確保轉(zhuǎn)換器可以充分發(fā)揮其性能。這是重要的區(qū)塊，負(fù)責(zé)執(zhí)行多個(gè)不同的功能，其中包括濾波功能 (消除不受歡迎的高頻信號(hào))、傳感器輸出的阻抗匹配功能、信號(hào)轉(zhuǎn)換功能 (將傳感器的單端信號(hào)轉(zhuǎn)為模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的差分信號(hào))、信號(hào)放大功能 (將信號(hào)電平提高至達(dá)到模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的輸入電壓范圍) 以及電平轉(zhuǎn)移功能 (確保模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的共模輸入電平能夠相匹配)。系統(tǒng)設(shè)計(jì)工程師應(yīng)小心挑選這一區(qū)塊的元件，以便盡量將元件數(shù)目減至最少。 通信系統(tǒng)信號(hào)路徑無(wú)線基站發(fā)送器 由于系統(tǒng)內(nèi)有部分高頻信號(hào)會(huì)對(duì)系統(tǒng)造成干擾而必須加以消除，而且進(jìn)入模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的噪音也必須在帶寬上加以限制，因此這個(gè)電路設(shè)計(jì)必須采用設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單的無(wú)源、單極性、低通濾波器，并將之置于放大器與模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器之間。基于以下兩個(gè)理由，我們?yōu)?32 MHz 的信號(hào)選用 3dB 的帶寬： · 盡量確保頻率較高的輸入信號(hào)不會(huì)出現(xiàn)衰減 · 盡量確保頻率超出取樣率一半的噪音及不受歡迎信號(hào)不會(huì)與接收的頻率混淆或重疊一起 圖 4 所示的濾波器可以消除或減少信號(hào)混淆，因此一般都稱之為抑制混淆信號(hào)濾波器 (參看圖 4)。若有需要，例如不受歡迎交流電信號(hào)的振幅較大而頻率較高，我們可能需要采用斜度較高的 多極性濾波器，但以這個(gè)接收器系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，單極性的濾波器已十分足夠。這是一款設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單的阻容 (R-C) 濾波器，在電路圖中置于放大器之后，而阻容濾波器的參數(shù)可以留待放大器區(qū)塊的設(shè)計(jì)完成之后再加以確定。 圖 4：抑制混淆信號(hào)濾波器 如何選擇合適的放大器 系統(tǒng)設(shè)計(jì)工程師跟著便要仔細(xì)研究模擬信號(hào)處理區(qū)塊的其中一個(gè)更為嚴(yán)格的技術(shù)要求 -- 即單端/差分信號(hào)轉(zhuǎn)換的功能(參看圖 5)。這個(gè)功能通常由變壓器負(fù)責(zé)執(zhí)行，但由于信號(hào)頻率范圍已將直流電的信號(hào)頻率包括在內(nèi)，因此變壓器無(wú)法支持這個(gè)功能，以致必須另外加設(shè)單端/差分信號(hào)放大器。這個(gè)放大器也可提供信號(hào)放大、電平轉(zhuǎn)移以及阻抗匹配等功能。 系統(tǒng)技術(shù)參數(shù)轉(zhuǎn)為放大器技術(shù)參數(shù)的整個(gè)過(guò)程大致上與模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的挑選過(guò)程無(wú)異。高速放大器有多個(gè)主要的技術(shù)參數(shù)，其中包括帶寬、增益、噪音及失真。為免信號(hào)在傳送到模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器之前已出現(xiàn)衰減，放大器的帶寬最好比 27 MHz 信號(hào)帶寬大幾倍。由于模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的全標(biāo)度輸入是 2 Vpp，而最強(qiáng)的信號(hào)只有 1 Vpp，因此放大器只要有兩倍的增益，便可將 1 Vpp 的最強(qiáng)信號(hào)放大，達(dá)到與模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的全標(biāo)度輸入信號(hào)大致相同的水平。為免已放大的信號(hào)過(guò)驅(qū)動(dòng)模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器輸入端的信號(hào)及將其振幅削平，增益應(yīng)設(shè)定為稍低的 1.8 倍。ADC12DL065 芯片的信噪比是 69 dB。換言之，模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的全部噪音只有 69 dB，低于 2 Vpp 的全標(biāo)度輸入電平，亦即約 250 mVrms。 放大器的輸出噪音最低限度應(yīng)該比這個(gè)數(shù)值小兩倍或低于 125 mVrms。若果為了抑制這些噪音而特別為放大器制定有關(guān)噪音電壓及電流方面的技術(shù)參數(shù)，我們便要將放大器輸出信號(hào)的帶寬及放大器的增益所產(chǎn)生的影響一一計(jì)算在內(nèi)。抑制混淆信號(hào)濾波器的帶寬先前已確定為 32 MHz，輸入模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的放大器噪音帶寬也同樣設(shè)定為 32 MHz，而放大器的增益則設(shè)定為 1.8 倍。放大器本身的輸入電壓噪音進(jìn)入模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器之后也成為輸入噪音，這方面的噪音可以根據(jù)以下公式計(jì)算出來(lái)： Vnadc = Vnamp * ?BW * (1+增益) = Vnamp * ?32 MHz * 2.8 ＜ = 125 mVrms 因此放大器的輸入噪音 (Vnamp) 必須小于 8 nV/?Hz。差分信號(hào)放大器的輸入電流也有可能產(chǎn)生噪音，若放大器四周的電阻值一經(jīng)設(shè)定之后，來(lái)自差分信號(hào)放大器的噪音最后便會(huì)受到控制。失真并不是這個(gè)系統(tǒng)的一個(gè)重要技術(shù)參數(shù)，但放大器的失真程度應(yīng)該與模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的失真程度在同一范圍。每一通道應(yīng)該各有一個(gè)放大器，以便簡(jiǎn)化個(gè)人電腦電路板的布局設(shè)計(jì)，以及更有效抑制兩個(gè)放大器之間的輸入信號(hào)的高頻干擾。 以下是單端/差分信號(hào)放大器的技術(shù)規(guī)格：若增益為 1.8 倍，帶寬便要高達(dá) 80MHz 以上；輸入噪音不可超過(guò) 8 nV/?Hz；以及失真必須受到 70dB 以上的抑制。美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體的全新 LMH6550 差分高速運(yùn)算放大器完全符合以上的規(guī)定。這款放大器的增益帶寬積達(dá) 400MHz，因此若增益為 1.8 倍，放大器的帶寬可達(dá) 140MHz (400 MHz / (1 + 1.8))。LMH6550 芯片的輸入電壓噪音是 6 nV/?Hz，比規(guī)定的 8 nV/?Hz 更優(yōu)勝，若以 20MHz 2 Vpp 的信號(hào)為例來(lái)說(shuō)，這款放大器只有 70dB 的失真 (典型值)，失真程度與模擬/ 數(shù)字轉(zhuǎn)換器大致相同。 圖 5：?jiǎn)味?差分信號(hào)放大器的配置 我們只要挑選幾個(gè)合適的外接增益及反饋電阻，便可按照幾條簡(jiǎn)單的公式，將 LMH6550 這一類差分信號(hào)運(yùn)算放大器的一系列增益及輸入阻抗分別加以設(shè)定。放大器的理想增益是 1.8 倍，而理想的輸入電阻是 200W。 有關(guān)的電阻值可按照以下的公式選定： Rin = Rs = 200W Rg = Rin / (1 + 增益) = 200W / (1 + 1.8) = 71.4W Rf = 增益 x (Rg + Rs) = 1.8 x (71.4W + 200W) = 488.5W Rm = Rg + Rs = (71.4W + 200W) = 271.4W 我們可以根據(jù)上述電阻值計(jì)算出放大器輸入噪音電流所產(chǎn)生的噪音，結(jié)果顯示放大器噪音主要來(lái)自先前已計(jì)算出來(lái)的電壓噪音，因此輸入噪音電流所產(chǎn)生的噪音只有微不足道的影響。 由于放大器的有關(guān)參數(shù)及特性已全部確定，因此我們可以為抑制混淆信號(hào)濾波器之內(nèi)的電阻及電容分別選定其數(shù)值，濾波器的理想截止頻率是 32MHz。以下是計(jì)算截止頻率的公式： Fc = 1 / (2p*Ro*(Co + Cadc*2)) LMH6550 的數(shù)據(jù)表載列一款抑制混淆信號(hào)濾波器，其中所列的截止頻率為 50MHz，而建議采用的 Ro 電阻為 56W。這里介紹的這款電路設(shè)計(jì)便采用這個(gè) Ro 電阻值，而 Co 電容值也會(huì)根據(jù) 32MHz 的截止頻率作出調(diào)整。 Co = 1 / (2p*Ro*Fc) - Cadc*2) = 1 / (2p*56W*32MHz) – 8pF*2 = 72.8pF 上述電阻值及電容值全部都可略加調(diào)整，以便可以采用更常用的數(shù)值。 最后，放大器還需提供信號(hào)電平轉(zhuǎn)移這個(gè)重要的功能，以便將信號(hào)電平調(diào)節(jié)至與模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器共模輸入電壓相若的水平。此外，共模電壓的調(diào)節(jié)也很容易，我們只要利用 LMH6550 芯片，并將要求的共模電壓 (亦即 ADC12DL065 的參考輸出管腳的 1.5 伏電壓) 輸入放大器的 Vcm 輸入端，便可調(diào)節(jié)共模電壓。放大器輸出共模電壓最后會(huì)調(diào)節(jié)至 1.5 伏，與模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器的輸入共模電壓相若。 圖 6：輸入“A”接收器系統(tǒng)的最后配置 |
