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1、引言 HSDPA（高速下行分組接入）作為WCDMA標準的一個重要演進方式已引起相關技術人員的高度關注。2.5代的GPRS（通用分組無線業務）可以給用戶提供的標稱最高速率達171.2kbit/s，但實際可供用戶使用的上、下行速率分別為10～20kbit/s和30～40kbit/s，很難滿足移動因特網的需求。EDGE（用于GSM演進的數據速率增強型）標準給出的用戶標稱最高速率達473.6kbit/s，實際可達到的下行速率據估計為50～60kbit/s，可基本滿足移動因特網的需求，可達到的上行速率估計和GPRS類似，它主要受到手機發功率的限制，而且從因特網的應用特點考慮，也沒有必要提供過高的上行速率。3G標準聲稱在車載、步行和靜止環境分別能達到144kbit/s、384bit/s和2Mbit/s的用戶速率，甚至未區分上下行信道。根據FDD-WCDMA標準原設計SF的變化范圍和上下行發信機結構，用戶上下行速率均可達1Mbit/s，理論上已完全可以滿足用戶需求。然而由于WCDMA標準的技術設計缺陷，這些理論設計指標在實際應用中根本無法實現，差距極大。多用戶情況下，基站實際的下行容量都很難達到1Mbit/s。為了挽救WCDMA標準，又推出了屬于3.5G的HSDPA標準。應該認識到WCDMA標準若能履行標準所規定的種種指標時，則完全沒有必要推出HSDPA標準。HSDPA號稱最高能提供約14Mbit/s的下行速率，我們認為它大概只能是系統只存在一個用戶時，不切實際的標稱速率。HSDPA屬于B3G系統，它應該能夠利用一個載波在小區內同時給多個用戶提供語音和高速數據業務，此時系統的下行容量顯然應該遠遠大于只提供語音和低速數據業務的WCDMA系統。本文將證明利用現有理論無法實現HSDPA標準應該達到的目標。HSDPA標準采用了一種與GPRS、EDGE方式不同的可用速率表示方法，在GPRS、EDGE方式中給出的是用戶速率，而在HSDPA標準給出的可用速率卻是基站HSDPA信道可能提供的總的下行速率，若分配到多個高速數據用戶的話，用戶速率并不高。還應該指出的是，根據我們的計算結果即使這些速率在實際應用中也很難提供。然而用戶關心的卻是用戶速率。GPRS和EDGE所用的速率表示方法是合理的。需要提出質疑的是HSDPA標準為何要采用這種帶有夸張性的，易使用戶誤解的表示方法。勿用質疑，它的良苦用心應該是路人皆知的。 本文提出的CDMA/TDMA方案，將利用一個載頻同時給多個用戶提供語音和高速數據業務，可以達到HSDPA的設計目標。 2、HSDPA簡介 HSDPA采用和WCDMA Release 99中語音或低速數據信號共享載波的方式引入HS-DSCH信道在下行鏈路方向承載用戶數據，傳輸時間間隔（TTI）為2ms，擴頻因子固定為16，因此在使用小區獨立擾碼時，最大可用地址碼數為15，此時各碼道的數據速率相等。數據調制方法為QPSK或16QAM，信道編碼為1/3碼率的Turbo編碼，并通過各種編碼率匹配參數得到不同的有效碼率Rco Rc的變化范圍較大，其最大值為0.751，此時的糾錯能力將急劇下降，編碼功率增益也會下降，要求的發信功率增加，導致系統自干擾上升。HS-DSCH的基本參數見表1。 表1 HS-DSCH信道主要參數 表1中的Rb為基站HSDPA下行信道能給出的總速率，表1中第一行給出的Rb為68.5～230.5kbit/s，假定系統中有5個HSDPA用戶時，平均每用戶的速率為13.7～46.1kbit/s，這個速率完全應該由WCDMA的普通CDMA信道承擔，是沒有太大實用意義的。當信道質量理想且15個碼道捆綁時HSDPA信道可達到的最高總速率約為10Mbit/s，見表1中最后一行。HS-DSCH信道在一個TTI內，可以由多個用戶進行碼分多址（CDM），在不同的TTI也可以分配不同的用戶進行時分多址（TDM），因此，HSDPA在下行鏈路中將使用碼分多址和時分多址相結合的方式。HSDPA容量的大幅提升計劃通過碼道捆綁、高頻譜效率的調制方式和較高的糾錯編碼率來實現的，后面將證明HSDPA使用的這些設計方法是達不到其宣稱的Rb標稱值的。 CDMA系統中曾使用過多種用戶速率調整方案。在IS-95系統中，考慮到上、下行信道的不對稱性，上行采用截短發信時間的方法調整用戶數據速率，下行則采用重復發送的方法，這兩種方法都能保持擴頻系數（SF）不變，以避免收端出現強信號淹沒弱信號的不利現象。也曾使用碼道捆綁的方法提高用戶速率，但此種方法極不合理，因為在一個用戶的收信CDMA子信道間也會產生CDMA自干擾，導致系統容量下降。在3G中，引入可變SF（VSF）的方法調整碼速，此方法雖可避免用戶子信道間的自干擾，但可能會產生SF值較大信號的淹沒現象。所以在CDMA方式中很難找到一種合理的用戶數據速率調整方案。下面還將證明CDMA系統下行信道容量很小，無法滿足移動因特網的需求。 3、CDMA多速率系統中Pr與Rb的關系和下行容量 可證明在碼分多址條件下，當數據用戶數較多，例如M=8時，當數據信道和語音信道的速率比K=Rbd/Rbv≤6的情況下，BER一定時，用戶數據速率比與語音收信功率比K≈Kˊ，這表明數據用戶的收功率比值正比于它們的數據速率比，或反比于它們的擴頻系數比，用戶數據速率上升時占用的容量上升，要求的發功率增大。但當數據用戶與語音用戶的速率比K=48且只有一個數據用戶時，K/Kˊ=1.86。此時的數據速率相當于48個語音用戶數據速率的捆綁，所需的發功率才相當于25.8個語音用戶，約可節省一半的發功率，同時使自干擾大幅下降，系統容量上升。現在由于兩路信道的收信功率要求值差別很大，極可能產生弱信號的淹沒現象。 上述結論可用于VSF CDMA系統。改變SF時，Rb改變，所以當兩個碼道的SF比小于6時，低SF碼道所占的容量正比于多個碼道的捆綁。然而在CDMA/TDMA系統中，TDMA碼道的數據速率極高，可以大幅度提高功率利用率，提升系統容量。 通過我們的推導和計算，基站單載波下行最大用戶數Nmax列于表2。 表2 小區下行最大用戶數 表2為WCDMA和cdma2000標準的小區下行語音最大用戶數Nmax。由于cdma2000傳語音時的配置和IS-95相同，為便于與實用系統比較，在表2中只列出IS-95的計算結果。表2中Nmax一欄同時給出相鄰小區干擾因子n分別取0.04/0.6/1.778時的Nmax值。此處求得的Nmax是不能作為小區的實際用戶數考慮的，一般而言，只能取它的60%作為可用值。參考文獻中給出的cdma2000 1x小區的實際用戶數為13。小區的最大用戶數Nmax，即容量由CDMA系統的自干擾決定，此時即使增大基站發信總功率，亦無法增大小區容量。表2中還給出經碼道捆綁后小區的最大無線接入Rbmax，可用于估算小區可能達到的最大數據速率。由于3G系統是一個公共多用戶系統，所以該Rbmax是不可能只提供給1或2個用戶使用的。 在下行鏈路中也可以采用改變SF的方法改變用戶無線接入速率，改變SF等效于Rb的改變。根據前面導出的Pr與Rb的關系，說明改變SF等效于碼道的捆綁，也無法提升系統容量，還可能招致收信端強信號淹沒弱信號的問題。因此CDMA的3G主流標準幾乎不可能提供它所聲稱的步行環境384kbit/s，靜止環境2Mbit/s的用戶無線接入速率。 4、HSDPA技術缺陷研究 從第2節可知，HSDPA采用將碼道捆綁后再使用TDMA這兩種方法和改變調制方式來增加Rb。首先使用碼道捆綁的方法將導致用戶收信號子信道間的自干擾，很不合理。其次HSDPA多個捆綁碼道的數據速率相等，根據前面導得的系統容量和信道功率比關系式可以推定利用碼道捆綁的TDMA方式不可能大幅增加系統容量。HSDPA方式選用的SF=16，是語音信號的1/8，可能導致語音信號被淹沒，或收信質量下降。 在表1最后一行的情況下，小區內至少使用兩個擾碼分別作為HS-DSCH和語音信道的信道地址碼，此時小區內會引入異步地址碼干擾，和使用一個擾碼的同步地址碼小區容量相比，使用2個擾碼的小區容量將下降。小區內使用多個擾碼時，可用地址碼數可以成倍上升，但是會導致小區容量下降。所以WCDMA在一個小區中可安排16個擾碼作為信道地址碼的做法也是不合理的。此時HS-DSCH的碼道數為15，單碼道的速率Rbˊ=10877/15=725kbit/s，取m=O.76，經過糾錯編碼取d=5dB（此時并未考慮調制方式對門限值的影響），利用小區下行容量公式計算Nmax時，得到的Nmax≈1.8，即不可能使用15個碼道，而且此時已占用該載波的全部容量，因此必須使用一個獨立載波。當語音用戶同時存在時，假設基站分配30%的功率用于語音業務，那么此時基站僅能夠支持一條速率為725kbit/s的碼道，由于HS-DSCH碼道的數據速率較高，還可能淹沒語音信道的信號。 另一方面在CDMA系統中一般也不易使用高頻譜效率的16QAM調制方式，因為這些調制方式的功率利用率較低，將會使要求的門限值d上升，使自干擾上升，系統容量下降。因此，在HSDPA系統中想通過改變調制方式提高Rb，其作用不大。 從上面的分析可以看出HSDPA缺少技術理論基礎，利用現有的CDMA基本原理無法實現HSDPA應該給多個用戶同時提供高速數據、語音或低速數據的應用要求。 5、用干擾抵消器和碼分多址／時分多址實現多速率兼容的方法 此處提出一種可行的CDMA/TDMA方案。這種方法的基本特點是從WCDMA分配給一個小區的16個擾碼中選用兩個擾碼分別用于CDMA或TDMA方式的信道地址碼，也就是說一個小區內只使用一個頻點，TDMA的高速數據用戶信道和CDMA的語音或低速數據用戶信道各使用一個短PN序列地址碼。顯然TDMA信道的信號將嚴重干擾語音或低速數據用戶的接收，因此它們的接收機中必須使用最易實現的干擾抵消器，只用于消除一條TDMA高速數據信道產生的自干擾即可；為了提高高速數據用戶的服務質量，對于高速數據用戶也可使用干擾抵消器，用于消除采用另一短PN序列地址碼的語音用戶信道的集總干擾。當考慮相鄰小區干擾時，干擾抵消器的復雜度將略有上升。但是和多用戶接收機相比，干擾抵消器的實現難度不大。由于上行鏈路的容量要求較低可繼續采用WCDMA技術。此時由于TDMA碼道和語音碼道的速率比極大，可以大幅度減少TDMA碼道的發信功率，減少系統自干擾，提升發功率效率。而且所需的關鍵技術與現有的B3G技術相比，極為簡單。 這種方法的基站發信端電路結構見圖1。 圖1 基站端發信框圖 圖1上部給出語音或低速數據用戶在WCDMA系統中的數據處理過程，仍采用碼分多址的方案。DTCH中的數據信號經基帶信號處理后，形成碼元速率為60kbit/s專用物理信道（DPCH）。在基帶信號處理中包含糾錯編碼率Rc=1/2.5的糾錯編碼、二次交織編碼處理、插入專用控制信道（DCCH）和專用物理控制信道（DPCCH）信息等處理過程。基帶信號處理1的輸出經串并轉換后的輸出碼元速率為30kbit/s。圖1中假設有S11 S21、……、SN1個信號輸入，可用于N個用戶。此時的QAM調制9用于QPSK調制。 假定SD選用的糾錯編碼和調制方法與語音數據類似，在要求的誤比特率（BER）相同時，移動臺所需的收信門限信噪比d相等。取高速數據信道SD輸出的碼元速率為3.84Mbit/s，糾錯編碼率Rc=1/2.5，暫不考慮DCCH和DPCCH的速率要求時假定有M=16個高速數據用戶時，則每一用戶的數據速率可達3840/（2.5×16）=96kbit/s。合路后的信號SD分為16個時隙，與DPCH在每一幀中的功率控制時隙數相同。每一個時隙對應一個高速數據用戶。也可以采用增加時隙數或改變時隙寬度的方法改變高速數據用戶數或用戶數據速率。 選用QPSK調制時，SD經串／并轉換后的碼元速率為1920kbit/s，后續的PAM變換將根據QAM調制9的要求將輸入的多路二進制信號變換為多電平信號，經復擾碼8處理后送QAM調制。可以求得此時高速數據信道和語音或低速數據用戶的數據速率比為1536/24=64，根據式（3）可以求得它所占用的發信功率才相當于29.4個語音用戶。此處取DPCH折合的語音用戶速率為60/2.5=24kbit/s。使得系統的自干擾下降較大，可以取得很高的頻譜和功率利用率。 圖2為下行鏈路用戶端的收信電路框圖。圖中包括射頻處理（1）用于將無線接收的射頻信號變換為與發端信號S9對應的中頻信號S9ˊ，送正交幅度相干解調（2），它的兩路輸出信號S8Iˊ和S8Qˊ送干擾抵消和用戶數據解調（3），由該電路輸出高速數據用戶K的信號DK1ˊ，也可以送出語音或低速數據用戶因拘信號SK1ˊ。 圖2 用戶端收信框圖 圖2中的干擾抵消和用戶數據解調（3）電路內應包括兩個干擾抵消器，一個干擾抵消器用于消除TDMA高速數據信道對語音或低速數據用戶的干擾，從而輸出語音或低速數據，另一個干擾抵消器用于消除CDMA語音或低速數據用戶信道對高速數據信道的干擾，從而輸出高速數據用戶的信息數據。 從上述應用例可以看出，由于基站端發信和用戶收信設備的簡單性和易實施性，使干擾抵消器得以應用，將使高速數據用戶的用戶數和數據速率在原有語音或低速數據容量的基礎上大幅上升，并可滿足多用戶下行高速率的移動因特網要求。 6、結束語 從上文可知，為實現大容量、多用戶無線接入，HSDPA系統欲采用碼道捆綁TDMA方式和改變調制方式的做法缺少技術理論基礎，利用現有的CDMA系統無法實現HSDPA應該給多個用戶同時提供高速數據和語音業務的應用要求。本文給出的方法是在小區所用頻點上同時使用CDMA/TDMA技術，系統有極好的兼容性。該方法在用于語音或低速數據用戶的碼分多址系統的下行鏈路中建立一條多用戶時分多址高速數據信道，并給該信道分配一個獨立的短擾碼序列信道地址碼，使干擾抵消器的應用成為易事。而且由于TDMA碼道和語音碼道的速率比極大，可以大量減少系統自干擾。應用該理論建立的多用戶可變用戶數據速率碼分多址/時分多址的移動通信系統具有發信功率、頻譜利用率大幅度上升的基本特點，使得下行信道的數據速率和容量可成十倍增加，完全可以滿足移動因特網的要求，又無需使用B3G中很難實現的種種新技術。 |
