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近年來Snubber電路有了較大的發展， 但目前其性能并未得到合理優化，其應用也不盡如人意。這主要是由于現場應用人員并未十分重視RCD Snubber的基本類型、相關特性及使用場合的限制，也不重視RCD Snubber電路的理論分析，只是憑經驗和實際工程調試，這在一定程度上降低了工程設計的工作效率。 基于上述原因，本文較深入地討論了兩種常用模式的RCD Snubber電路：抑制電壓上升率模式與電壓鉗位模式，詳細分析了其各自的工作原理，給出了相應的計算公式，最后通過實驗提出了電路的優化設計方法。 RCD Snubber電路的基本類型及其工作原理 RCD Snubber是一種能耗式電壓關斷型緩沖器，分為抑制電壓上升率模式和電壓鉗位模式兩種類型，習慣上前者稱為RCD Snubber電路，而后者則稱為RCD Clamp電路。 為了分析方便，以下的分析或舉例均針對反激電路拓撲，開關器件為功率MOSFET。 圖1 常用的RCD Snubber電路 抑制電壓上升率模式 對于功率MOSFET來講，其電流下降的速度較GTR或IGBT快得多，其關斷損耗的數值要比GTR或IGBT小，但是這個損耗對整個小功率的電源系統也是不容忽視的。因此提出了抑制電壓上升率的RCD Snubber。 如圖1所示，在開關管關斷瞬間，反激變壓器的漏感電流需要按原初始方向繼續流動，該電流將分成兩路：一路在逐漸關斷的開關管繼續流動；另一路通過Snubber電路的二極管Ds向電容Cs充電。由于Cs上的電壓不能突變，因而降低了開關管關斷電壓上升的速率，并把開關管的關斷功率損耗轉移到了Snubber電路。如果Cs足夠大，開關管電壓的上升及其電流的下降所形成的交叉區域將會進一步降低，可以進一步降低開關管的關斷損耗。但是Cs的取值也不能過大，因為在每一個關斷期間的起始點(也就是開通期間的結束點)，Cs必須放盡電荷以對電壓上升率進行有效的抑制；而在關斷期間的結束點，Cs雖然能降低開關管電壓的上升時間，但其端電壓最終會達到()(為忽略漏感時的電壓尖峰，為次級對初級的反射電壓)。 關管導通的瞬間，Cs將通過電阻Rs與M所形成的回路來放電。Snubber的放電電流將流過開關管，會產生電流突波，并且如果某個時刻占空比變窄，電容將不能放盡電荷而不能達到降低關斷損耗的目的。 可見，Snubber電路僅在開關過渡瞬間工作，降低了開關管的損耗，提高了電路的可靠性，電壓上升率的減慢也降低了高頻電磁干擾。 電壓鉗位模式 RCD Clamp不同于Snubber模式，其目的是限制開關管關斷瞬間其兩端的最大尖峰電壓，而開關管本身的損耗基本不變。在工作原理上電壓鉗位模式RC的放電時間常數比抑制電壓上升率模式更長。 以圖2為例分析電路的工作過程，并且使用工作于反激式變換器的變壓器模型。反激式變壓器主要由理想變壓器、激磁電感與漏感組成。 圖2反激式變換器的Clamp電路 會發生高頻諧振而使開關管DS兩端電壓升高，但是由于漏感產生的VSPIKE的能量能夠及時轉移到CC中，而使CC的端電壓從次級反射電壓VOR上升到最大值(VOR+VSPIKE)；當開關管導通時，CC通過電阻RC放電，這樣在下個周期開關管關斷前，能夠使得CC的端電壓從(VOR+VSPIKE)恢復到VOR。這樣，只要能夠合理設置時間常數，就能保證在一個周期內將漏感轉移到CC中的能量釋放完畢。 CC端電壓在理想情況下基本上是恒定的，僅在充、放電時存在一個變化量VSPIKE。而漏感的電流始終和初級電流串聯的，所以漏感電流的下降過程就是次級電流的上升過程。而漏感電流的下降過程是由RCD Clamp電路CC上的壓降和反射電壓VOR的差值決定的，差值越大電流下降就越快，能量傳輸也越快，因而效率會明顯提高。所以，此時開關管DS的電壓為(+VOR+VSPIKE)。這樣漏感兩端的電壓將為VSPIKE(一般可取10V"20V)，如圖3所示。由法拉第定律可知因漏感引起的初、次級能量傳輸的延遲時間為：(8)其中，IP為在開關管關斷時電感的峰值電流。 圖3 關斷瞬間開關管DS電壓與其電流波形 如果電路參數選擇適當，RCD Clamp電路兩端的電壓尖峰將通過CC來吸收，并且需要達到能量平衡，因漏感而產生的能量將完全消耗在RC上。 實驗結果分析 實驗中采用一個輸出功率為3.5W的反激式開關電源樣機，其主要參數如下： PO=3.5W；VIN=220VAC；fs=43kHz；IP=0.1A；LP=6.63mH ；=871.3mH；NP=75；NS=12；次級對初級的反射電壓，取VOR=80V。另取VSPIKE=20V；開關管選用SMP4N100，其tr=18ns。 Snubber電路參數選擇及相關波形圖 經計算得出： CS=2.143pF,RS=4.2k健?由于幾pF的電容不容易得到，故可以用10個22pF的瓷介電容串聯來等效代用。有RCD Snubber電容時，開關管兩端的電壓VDS波形見圖4；無Snubber電容的VDS波形見圖5。 圖４ 有Clamp無Snubber的波形 圖5 Clamp+Snubber(2.2pF+4.2k)的波形 由圖5可以看出，加上合適的Snubber電路后，VDS的上升率有所減緩，因而可以轉移開關管的關斷損耗至Snubber電路的RS。 值得注意的是，由于實驗電源的功率很小，因而Snubber電路的電容數值很小以至作用不大。但如果用在大功率電路中，電容的數值會較大，因而效果將更為明顯。 RCD Clamp電路參數選擇及相關波形圖 經計算得出：CC=815.87pF;RC=300.19k?實際中選取CC=1nF，Rc分別選取270k郊?00k劍?⑶曳直鷦謨蠷CD Clamp及無RCD Clamp下對比兩者的實際效果。 圖6為不加Clamp電路時開關管電壓波形VDS，其端電壓已超過600V；圖7為Clamp電路中選取RC=270k劍珻C=1nF，端電壓為474V。 圖6 無Clamp 時的波形 圖7 Clamp：270k+1nF的波形 可見，采用Clamp電路并選取利用公式計算出的數值，可使開關管端電壓VDS有效地鉗位到合適的電壓水平，為實際所用。 結語 通過適當選取RCD Snubber 的電路參數，可有效地改善開關管的開關軌跡，降低其關斷電壓的上升速率，可以轉移開關管的損耗至Snubber電路的電阻上，提高開關管的工作可靠性，同時改善電路的高頻電磁干擾，但Snubber電路基本上不會提高整機的工作效率。 反激式變換器在開關管關斷時，存在很高的電壓尖峰，通過適當選取RCD Clamp的電路參數，可以對開關管實現電壓鉗位，避免因過高的電壓尖峰使開關管受損。但是，因Clamp電路消耗了變壓器漏感上的能量，從而在一定程度上影響了整機的工作效率。 |
