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開關(guān)電源的輸出是直流輸入電壓、占空比和負(fù)載的函數(shù)。在開關(guān)電源設(shè)計中，反饋系統(tǒng)的設(shè)計目標(biāo)是無論輸入電壓、占空比和負(fù)載如何變化，輸出電壓總在特定的范圍內(nèi)，并具有良好的動態(tài)響應(yīng)性能。 電流模式的開關(guān)電源有連續(xù)電流模式(CCM)和不連續(xù)電流模式(DCM)兩種工作模式。連續(xù)電流模式由于有右半平面零點的作用，反饋環(huán)在負(fù)載電流增加時輸出電壓有下降趨勢，經(jīng)若干周期后最終校正輸出電壓，可能造成系統(tǒng)不穩(wěn)定。因此在設(shè)計反饋環(huán)時要特別注意避開右半平面零點頻率。 當(dāng)反激式開關(guān)電源工作在連續(xù)電流模式時，在最低輸入電壓和最重負(fù)載的工況下右半平面零點的頻率最低，并且當(dāng)輸入電壓升高時，傳遞函數(shù)的增益變化不明顯。當(dāng)由于輸入電壓增加或負(fù)載減小，開關(guān)電源從連續(xù)模式進(jìn)入到不連續(xù)模式時，右半平面零點消失從而使得系統(tǒng)穩(wěn)定。因此，在低輸入電壓和重輸出負(fù)載的情況下，設(shè)計反饋環(huán)路補償使得整個系統(tǒng)的傳遞函數(shù)留有足夠的相位裕量和增益裕量，則開關(guān)電源無論在何種模式下都能穩(wěn)定工作。 1 反激式開關(guān)電源典型設(shè)計 圖1是為變頻器設(shè)計的反激式開關(guān)電源的典型電路，主要包括交流輸入整流電路，反激式開關(guān)電源功率級電路(有PWM控制器、MOS管、變壓器及整流二極管組成)，RCD緩沖電路和反饋網(wǎng)絡(luò)。其中PWM控制芯片采用UC2844。UC2844是電流模式控制器，芯片內(nèi)部具有可微調(diào)的振蕩器(能進(jìn)行精確的占空比控制)、溫度補償?shù)膮⒖蓟鶞?zhǔn)、高增益誤差放大器、電流取樣比較器。 開關(guān)電源設(shè)計輸入?yún)?shù)如下：三相380V工業(yè)交流電經(jīng)過整流作為開關(guān)電源的輸入電壓Udc，按最低直流輸入電壓Udcmin為250V進(jìn)行設(shè)計；開關(guān)電源工作頻率f為60kHz，輸出功率Po為60W。 當(dāng)系統(tǒng)工作在最低輸入電壓、負(fù)載最重、最大占空比的工作情況下，設(shè)計開關(guān)電源工作在連續(xù)電流模式(CCM)，紋波系數(shù)為0．4。設(shè)計的開關(guān)電源參數(shù)如下： 變壓器的原邊電感Lp=4．2mH，原邊匝數(shù)Np=138；5V為反饋輸出端，U5V=5V，負(fù)載R5=5Ω，匝數(shù)N5V=4，濾波電容為2個2200μF／16V電容并聯(lián)，電容的等效串聯(lián)電阻Resr=34mΩ；24V輸出的負(fù)載R24=24Ω，匝數(shù)N24V=17；15V輸出的負(fù)載R15=15Ω，匝數(shù)N15V=1l；一1 5V輸出的負(fù)載R-15V=15Ω，匝數(shù)N-15V=11。 2 功率級電路的傳遞函數(shù) 電流模式控制器控制框圖包含兩個反饋環(huán)，外部電壓環(huán)反饋電壓信息，內(nèi)部電流環(huán)反饋電流信息(如圖2所示)。電流環(huán)的輸入是控制電壓UC和電感電流采樣值US的差值，電流環(huán)的輸出是占空比D。當(dāng)US小于UC時，PWM調(diào)制器(Fm)輸出高電平，功率開關(guān)開通，當(dāng)US大于UC，PWM調(diào)制器輸出低電平，功率開關(guān)關(guān)斷。通過具有固定頻率時鐘信號的RS觸發(fā)器，下一個周期自動置位。通過這種方式，電感峰值電流被控制電壓精確控制。 控制框圖中Gvd(s)是功率級電路占空比控制端到輸出電壓的傳遞函數(shù)，Gid(S)為占空比控制端到電感電流的傳遞函數(shù)，F(xiàn)m(s)為PWM調(diào)制器的增益函數(shù)，He(s)為電流模式控制的開環(huán)采樣增益，Rs為電流采樣電阻，Uref為基準(zhǔn)參考電壓。 基于文獻(xiàn)建立的反激式開關(guān)電源的交流小信號數(shù)學(xué)模型和Vorperian建立的簡化平均PWM開關(guān)模型以及Ridley Engirleering建立的電流模式的數(shù)學(xué)模型，建立反激式開關(guān)電源的等效電路模型，進(jìn)而可以求得各環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)。 從控制到輸出的傳遞函數(shù)如下： Gvd(s)和Gid(s)都具有雙極點，但當(dāng)電流環(huán)增益足夠大，它們的雙極點可以抵消，從而可以得到如下近似的具有單極點的傳遞函數(shù)： 其中：UI為直流輸入電壓，Uo為輸出電壓，RL為等效負(fù)載電阻，RS為電流采樣電阻，n=Ns/Np為變壓器的匝數(shù)比。 零極點計算如下： 其中D為占空比，Lp為初級電感，RL為負(fù)載電阻，C為輸出電容，Resr為輸出電容等效串聯(lián)電阻。 由(1)式可以求得圖1所示開關(guān)電源從控制到輸出的傳遞函數(shù)： 其中對于多路輸出的負(fù)載RL，是指控制輸出端的等效負(fù)載。按照文獻(xiàn)提供的思路，將其他各路輸出都“映射”到5V反饋輸出，從而可以得到： 右半平面零點頻率frz=ωrz／2π=12kHz，電容等效串聯(lián)電阻ESR零點頻率fz=ωz／2π=2．2kHz，負(fù)載極點頻率fp=ωp／2π=125kHz。 控制到輸出的傳遞函數(shù)伯德圖如圖3所示，曲線1分別為其幅頻和相位圖。該圖利用Matlab提供的伯德圖分析工具繪制。 3 反饋補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計 反饋環(huán)節(jié)由電壓采樣網(wǎng)絡(luò)He(s)，誤差放大器Gc(s)和輔助補償環(huán)節(jié)Gx(s)組成，則系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)T(s)=H(s)Gc(s)Gx(s)Gvc(s)。其中電壓采樣網(wǎng)絡(luò)H(s)=R1／(R1+R2)，誤差放大器有TL43l和光耦TLP781構(gòu)成，輔助補償環(huán)節(jié)包括電阻Rx和電容Cr。 由反饋網(wǎng)絡(luò)補償后得到的開環(huán)傳遞函數(shù)T(s)判斷反饋系統(tǒng)的工作性能，要滿足如下三個準(zhǔn)則： 1)足夠大的開環(huán)傳遞函數(shù)增益|T|使得輸出U(s)接近于Uref(s)／H(s)，并且與前向傳遞函數(shù)的增益關(guān)系不大，具有很好的抗干擾能力。 2)為防止一40dB／10倍頻程增益斜率的電路相位快速變化，系統(tǒng)的閉環(huán)增益曲線在穿越頻率附近的增益斜率應(yīng)為一20dB／10倍頻程。 3)在穿越頻率處保證足夠大的開環(huán)傳遞函數(shù)的相位裕度，一般至少45°；在T(s)的相位為一180°時，保證幅值裕度Gm≤一10dB。 基于以上的準(zhǔn)則設(shè)計了由TL43l和光耦TLP781組成的雙極點單零點反饋補償網(wǎng)絡(luò)，TL431內(nèi)部的電壓基準(zhǔn)Uref≈2．5 V。設(shè)計中略過了U C2844的內(nèi)部誤差放大器，直接把反饋輸入信號接在誤差放大器的輸出端l腳，利用TL431構(gòu)成反饋補償環(huán)節(jié)。這種設(shè)計可以把反饋信號的傳輸時間縮短一個放大器的傳輸時間，使電源的動態(tài)響應(yīng)更快。 誤差放大器從誤差輸入信號到控制端的傳遞函數(shù)： 其中RB為UC2844內(nèi)部0．5mA電流源的等效電阻，RB≈5kΩ，RD=200Ω。 補償零點fzc=l／(2πC1RF)，補償極點fpc=1／(2πC2RF)。 反饋補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計的步驟如下： 1)將穿越頻率設(shè)定為右半平面零點頻率的l／4處，即fc=1／4frz=3kHz。 2)設(shè)定補償零點fzc=1／3fc=l kHz，補償極點fpc=3fc=9kHz，滿足fc/fzc=fpc/fc。 3)通過計算可得C1=lOnF，C2=100nF，RF=1．5kΩ。由于反饋補償網(wǎng)絡(luò)影響開環(huán)傳遞函數(shù)的特性，通過上式得到的補償網(wǎng)絡(luò)可能并不滿足設(shè)定的穿越頻率，因此可以借助Matlab提供的伯德圖分析工具配置參數(shù)，直到達(dá)到所需要的控制性能，圖3中的曲線2為較理想的補償曲線。 補償零點的設(shè)計要考慮低頻三相整流諧波(1 50Hz)，補償極點的設(shè)計考慮右半平面零點頻率，并且要綜合考慮相位裕量和穩(wěn)定帶寬的關(guān)系，最終調(diào)節(jié)的參數(shù)如下： 另外，當(dāng)負(fù)載RL較小，初級電感Lp較大時，右半平面零點頻率可能較低，這樣就會造成反饋穩(wěn)定的頻帶較窄，同時可能達(dá)不到所要求的幅值裕度Gm≤一10dB。為此，引入由Rx、Cx構(gòu)成的輔助補償網(wǎng)絡(luò)，與內(nèi)部等效電阻RB構(gòu)成輔助零極點補償，進(jìn)一步抵消右半平面零點頻率的影響，使得反饋回路在滿足幅值裕度和相位裕度的前提下，能獲得較大的環(huán)路增益。 輔助補償?shù)牧泓cfzx=l／(2πCxRx)，輔助補償?shù)臉O點fpx=1／(2πCxRB)。其中，fpx一般設(shè)計在frz附近，fzx=3fpx。輔助補償網(wǎng)絡(luò)的幅頻和相位曲線如圖3中曲線4所示。 反饋網(wǎng)絡(luò)補償后總開環(huán)傳遞函數(shù)T(s)的幅頻和相頻特性曲線如圖3中曲線3所示。由于三相整流電路產(chǎn)生的直流輸入具有三相交流輸入的3次諧波(150Hz)，因此需要開關(guān)電源在低頻處有很好的頻率響應(yīng)特性，通過調(diào)節(jié)RD的值得到較大的增益|T|；通過設(shè)計反饋補償網(wǎng)絡(luò)，使得開環(huán)傳遞函數(shù)T(s)在穿越頻率fc處的斜率為一20dB／10倍頻程，并且具有91°的相位裕度(如圖3所示)。因此，設(shè)計的反饋補償網(wǎng)絡(luò)是成功的，開關(guān)電源能夠穩(wěn)定工作并且具有很好的動態(tài)響應(yīng)特性。 4 實驗分析 為測試所設(shè)計的開關(guān)電源的穩(wěn)定性和動態(tài)響應(yīng)性能，設(shè)計如下的實驗：將負(fù)載由半載到滿載突變和滿載到半載突變(包括5V反饋負(fù)載突變)，觀察5V的輸出波形，實驗波形如圖4所示。 圖4中上方所示為當(dāng)負(fù)載突變時5V輸出波形圖(每格50mV)，下方為上方波形的區(qū)間放大。5V輸出電壓為4．99V(電壓值通過配置電壓采樣網(wǎng)絡(luò)R1和R2得到)，滿載時紋波40mV，半載時紋波14mV。當(dāng)負(fù)載由半載到滿載突變(5V由空載到滿載)，5V電壓下降大約20mV時反饋系統(tǒng)開始響應(yīng)，并迅速調(diào)整輸出電壓值，在O．5ms的時間內(nèi)達(dá)到新的平衡；當(dāng)負(fù)載由滿載到半載突變時，5V電壓也僅有大約20mV的波動。由此可見，反饋系統(tǒng)具有良好的穩(wěn)定性和動態(tài)響應(yīng)特性。 5 結(jié)束語 反饋環(huán)節(jié)的設(shè)計是開關(guān)電源設(shè)計的關(guān)鍵也是設(shè)計的難點。本文在分析電流模式反激式開關(guān)電源控制框圖的基礎(chǔ)上得到了各個環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)，從而為反饋補償網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計奠定了理論基礎(chǔ)，再結(jié)合Matlab提供的伯德圖分析工具，得到了優(yōu)化的反饋補償網(wǎng)絡(luò)電路參數(shù)，很好的解決了棘手的反激式開關(guān)電源反饋穩(wěn)定性和動態(tài)響應(yīng)性問題。 |
