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普通金屬波導具有傳輸損耗小、功率容量大、品質因數高等特點，但是不方便與其它微波毫米波電路集成，制作難度和成本也比較高。微帶類傳輸線由于傳輸損耗大、品質因數低等因素，限制了電路的性能。基片集成波導是近年來提出的一種新型導波結構，具有低差損、低輻射、高品質因數等優點，可以設計出接近于普通金屬波導的微波毫米波濾波器、功率分配器、耦合器和天線。這種新型導波結構能夠很方便地與微帶、共面波導等其它微波毫米波平面電路集成。 1 理論基礎 基片集成波導的結構，如圖1所示：兩排金屬化通孔的中心間距為a，金屬化通孔的直徑和間距分別為d和p，介質基片的厚度和介電常數分別為w和εr，電磁波在介質基片的上下金屬面和兩排金屬化通孔所圍成的矩形區域內以類似于介質填充矩形波導中的場模式傳輸。 W．CHE等人對普通矩形金屬波導和基片集成波導的等效性進行了分析，L.Yan等人提出了基于MOL(Method of Lines)的用于分析基片集成波導傳輸特性的全波分析方法，并提出了反映普通矩形金屬波導和基片集成波導之間等效關系的經驗方程 對TMx0n而言，其中：a表示等效矩形金屬波導的歸一化寬度，即基片集成波導寬度a與其等效的矩形金屬波導的寬度之比 由于基片集成波導與普通金屬波導具有近似的結構和傳輸特性，可以采用等效矩形金屬波導的模型分析基片集成波導。文中將普通矩形金屬波導的并聯電感耦合波導濾波器的理論運用到基片集成波導濾波器的設計之中。并聯電感耦合波導濾波器是用半波長的波導段作為串聯諧振器，用電感膜片的并聯電感作為諧振器間的耦合結構。 設計方法： (1)設僅有TE10單模傳輸，選定低通原型，實現低通與帶通之間的轉換。 λg0、λgl、λg2、λg分別是在頻率ω0、ω1、ω2、ω上的波導波長，Wλ是相對帶寬。 (2)計算出各阻抗變換器阻抗K。 已知這些阻抗變換器阻抗后，即可對電感膜片的尺寸和諧振器的長度進行設計。 (3)從各阻抗變換器阻抗計算出各并聯感抗X (4)根據上面求得的歸一化電抗求出各諧振器的電長度和各諧振器的長度。 各諧振器的電長度 (5)由各耦合膜片的感抗和矩形波導膜片電感加載關系曲線求出電感膜片的尺寸。 (6)利用矩形金屬波導與基片集成波導的等效關系，通過式(1)"式(4)將普通金屬波導并聯電感耦合濾波器所得到的設計尺寸轉換為基片集成波導結構濾波器的尺寸。 2 設計實例 2.1 基片集成波導與微帶過渡的設計 測試基片集成波導器件既不能利用傳統測試金屬波導的實驗裝置，也不能利用測試微波毫米波平面電路的實驗裝置。文中利用基片集成波導易與其他微波平面電路集成的特點，采用微帶漸進線，如圖2所示，實現基片集成波導與50 Ω微帶線的過渡，通過50 Ω微帶線實現對基片集成波導濾波器的測試。經HFSS 10仿真優化后，得到如下的過渡尺寸：l=4 mm，w=0．64 mm，d=1．8 mm。 2．2 基片集成波導濾波器的設計 文中設計的基片集成波導帶通濾波器參數如下：濾波器的中心頻率是9．5 GHz，通帶9．1"9．9 GHz(相對帶寬8．42％)，通帶內允許有0．5 dB的波紋，阻帶頻率分別是8．3 GHz和10．7 GHz，阻帶上的最小衰減是40 dB。該濾波器采用9階切比雪夫并聯電感耦合波導濾波器結構，介質基片選用高介電常數基片CER_10(介電常數是9．5，厚度是0．63 mm)。選用高介電常數基片一方面可以有效地減小基片集成波導濾波器的尺寸，另一方面由于高介電常數基片的損耗正切相對較大，也會增加基片集成波導濾波器的插入損耗。 X波段基片集成波導濾波器尺寸如下： 2．3 仿真分析 運用HFSS 10仿真，結果如圖3所示。 由仿真結果可知，該濾波器的中心頻率是9．5 GHz，帶寬是1 GHz，通帶內插入損耗是1．9 dB，回波損耗50 dB。 利用惠普8510矢量網絡分析儀進行測試，實測結果，如圖4所示。由實測結果可知，該濾波器的中心頻率是9．58 GHz，帶寬是800 MHz，通帶內插入損耗是3．8 dB，紋波是0．2 dB，回波損耗44 dB。實測插入損耗偏高是因為實測插入損耗除了濾波器本身的損耗外還包括一對SMA接頭的損耗和微帶漸變線過渡的損耗。實測中心頻率向高頻段漂移了80 MHz，帶寬減小了200 MHz，主要是由基片的介電常數不穩定造成的。在頻率是14 GHz的地方出現寄生通帶是基片集成波導中的高次模相互作用的結果，可以通過調整諧振器的長度使寄生通帶遠離濾波器通帶。加工實物，如圖5所示。 3 結束語 文中利用基片集成波導結構設計并制作出了一種x波段中心頻率是9．58 GHz、相對帶寬是8．35％的9階切比雪夫并聯電感耦合波導帶通濾波器。該濾波器在9．18"9．98 GHz的通帶范圍內表現出了良好的性能。要想獲得更理想的結果，除了保證仿真模型和測試方法的準確外，更需要進一步提高加工精度，減小加工誤差。 |
