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1 引言 近年來，射頻電路在數(shù)字電視中得到廣泛應(yīng)用，作為數(shù)字電視發(fā)射機中十分重要的大功率功放模塊，如何做到功率、增益與線性度的最優(yōu)化是當(dāng)前的重要課題。由于功放管特性曲線的非線性，在大信號情況下工作的功放會產(chǎn)生非線性失真，功放管輸出功率越大，非線性失真也越嚴(yán)重。功放管的熱穩(wěn)定性和過壓保護，也是設(shè)計功率放大器的特殊要求。按照系統(tǒng)指標(biāo)要求，設(shè)計實現(xiàn)了一種可用于數(shù)字電視發(fā)射機的75 W大功率的功放模塊。其系統(tǒng)的工作頻段為170～230 MHz，功放管的靜態(tài)工作點為Vds=28～32 V，Vgs=3.7～4.1 V，帶內(nèi)增益20 dB以上，線性功率最大輸出為75 W，回波損耗15 dB。 2 原理及設(shè)計方案 功放模塊在功能上可以分為射頻放大電路和直流饋電電路。射頻放大電路進行射頻信號功率放大，它是功放的主體部分，決定了功放的主要性能指標(biāo)，如增益、輸出功率、功率平坦度、線性度等。直流饋電電路為功放管提供可調(diào)的電壓偏置，有合理的保護措施來防止功放管的損壞，提供溫度補償并采用負反饋技術(shù)以提高線性度。 2.1 射頻放大電路 圖1為射頻功放模塊放大部分的電路原理框圖，采用平衡放大器的結(jié)構(gòu)，射頻信號首先進入3 dB耦合器，將射頻信號一分為二，并將其中一路引入90°的相移，分別進行功率放大，然后再由輸出耦合器引入90°附加相移使兩路信號恢復(fù)同相，將輸出功率合成。另外，3 dB耦合器的另一端接50 Ω的負載。 功放管選擇的是Freescale公司的MRF9060，它采用橫向擴散金屬氧化物半導(dǎo)體(LDMOS)技術(shù)的N溝道增強型場效應(yīng)管。LDMOS管用高集成無源和有源區(qū)域來代替?zhèn)鹘y(tǒng)的大功率射頻芯片分立的有源區(qū)，比較容易組成內(nèi)部輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，金屬化柵極可以減少串聯(lián)電阻、增加功率增益。MRF9060采用共源的工作模式，具有良好的散熱特性。柵、漏極之間屏蔽層降低了反饋電容，較長的柵極長度可滿足較大范圍的動態(tài)增益和線性要求，具有良好的抗失配能力(SWR輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)是在源和負載之間插入一個無源網(wǎng)絡(luò)，使得兩者間的阻抗共軛相等，反射最小，從而形成最大功率傳輸。隨著頻率增高分立元件的寄生效應(yīng)會非常明顯，而電感相對于電容有更高的電阻性損耗，所以在設(shè)計中采用了幾段微帶傳輸線間隔配置并聯(lián)電容的復(fù)合型匹配網(wǎng)絡(luò)。具體設(shè)計流程如下：首先在Smith圓圖上確定源阻抗和匹配阻抗的位置，通過串聯(lián)傳輸線和并聯(lián)電容來進行兩者間的阻抗轉(zhuǎn)換。需要注意的是，稍稍改變電容的位置，就會在很大程度上影響到最終的阻抗值，因此在定位時需要仿真結(jié)合實測來精確定位。根據(jù)微波電路理論，兩段傳輸線的總長不變，通過改變并聯(lián)電容在兩者之間的位置就可以獲得很大的阻抗匹配范圍。在設(shè)計匹配網(wǎng)絡(luò)時還要考慮有載品質(zhì)因數(shù)QL，表示為 式中；f0為中頻頻率；BW為帶寬。由公式(1)可知，帶寬指標(biāo)決定了系統(tǒng)的QL，而QL又由Smith圓圖上各節(jié)點的最大品質(zhì)因數(shù)Qn來決定，因此必須以適當(dāng)增加電路元件的數(shù)量為代價來調(diào)整系統(tǒng)帶寬的自由度，以便尋找一種滿足帶寬指標(biāo)的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)電路形式。 2.2 直流饋電電路 直流饋電電路主要由穩(wěn)壓電路、四路分壓網(wǎng)絡(luò)、兩路減法器、過壓保護電路和負反饋電路組成，其原理框圖如圖2。首先30 V直流電壓源進入穩(wěn)壓電路，穩(wěn)壓芯片采用L78M15，輸出15 V的直流穩(wěn)壓，分別為減法器和負反饋電路的各芯片提供Vcc。同時15 V電壓分成兩路，通過分壓網(wǎng)絡(luò)和減法器分別提供兩片MRF9060的Vgs，減法器采用兩片高速運放LM7171。減法器的正輸入端為通過固定分壓網(wǎng)絡(luò)后的直流電平6.7 V，另一路通過可調(diào)的分壓網(wǎng)絡(luò)后，輸出3.9～4.5 V到減法器的負輸入端，這樣在MRF9060的柵極可獲得3.6～4.1 V的電壓，通過調(diào)節(jié)分壓網(wǎng)絡(luò)中電位器決定不同的Vgs，從而調(diào)節(jié)整個功放模塊的增益。而MRF9060的漏源電壓Vds由30 V直流電壓源提供。 過壓保護電路由兩個三極管9013級聯(lián)構(gòu)成，見圖3。在30 V直流電壓輸入下，經(jīng)過穩(wěn)壓二極管DZ1后輸出為12 V，再經(jīng)過DZ3后輸出為2 V，經(jīng)過R30和R34的分壓，BG2的基極電壓為0.1 V左右，因此BG2未導(dǎo)通，這樣BG3的基極電壓達到了0.7 V，BG3導(dǎo)通，這樣由于三極管的開關(guān)特性，Rce很小，Vce為0.2 V左右，這樣Vout可近似看成接地，且連接到可調(diào)分壓網(wǎng)絡(luò)，作為其參考電位。而當(dāng)輸入電壓過大時，BG2管會導(dǎo)通，這樣BG3的基極就會被限制在0.2 V左右，使得BG3截止，這樣相當(dāng)于可調(diào)分壓網(wǎng)絡(luò)中串入了100 kΩ以上的Rce，使得減法器負輸入端增大，輸出Vgs變小，使MRF9060截止，保護了功放管。 反饋電路可以提高系統(tǒng)的線性度。功放模塊一方面要考慮效率，另一方面由于多電平調(diào)制技術(shù)的需要，需克服非線性�？梢杂眯盘柵c三階交調(diào)的信噪比來表示系統(tǒng)的線性化程度，如下式 式中：G1(V／(V·W))，A1(rad／W)分別是AM-AM，AM-PM轉(zhuǎn)換系數(shù)；G0為系統(tǒng)的線性增益；Pin是輸入平均功率�？梢钥闯�，隨著輸入功率的不斷提高，功放接近飽和，信噪比極大，因此必須通過反饋來降低AM-AM轉(zhuǎn)換系數(shù)，使得增益保持在一個穩(wěn)定的值上。在閉環(huán)狀態(tài)下，射頻信號輸入通過二極管進行功率檢波，得到的功率包絡(luò)通過一級運放進行電平系數(shù)調(diào)整，最后輸入到兩路減法器的反向輸入端，從而調(diào)節(jié)Vgs來控制功放的增益。反饋電路采用LM7301構(gòu)成差分放大電路，可以保證較大范圍的射頻功率反饋輸入，增加系統(tǒng)輸出功率的動態(tài)范圍。另外，LM7301和LM7171具有相同的溫度特性，反饋電路在開環(huán)狀態(tài)下還能補償溫漂給兩路減法器帶來的噪聲，有良好的溫度穩(wěn)定性。 3 仿真與分析 由2.2中對直流饋電電路的分析可知，模塊在工作時功放管的Vgs是動態(tài)變化的，這就給射頻放大電路的仿真帶來了很大的困難，而仿真的目的是要確定合適的匹配網(wǎng)絡(luò)和靜態(tài)工作點從而實現(xiàn)模塊的主要指標(biāo)。因此先給功放管一個固定的靜態(tài)工作點，在此前提下進行仿真，通過定性分析搞清各元件對系統(tǒng)的影響程度，以達到基本滿足系統(tǒng)指標(biāo)的結(jié)果。之所以不對直流饋電電路進行全面的仿真是因為其確定性比射頻放大部分電路高很多，最后實測得出的偏差可通過調(diào)節(jié)各差分放大器的反饋電阻來調(diào)節(jié)。然后在此基礎(chǔ)上制板調(diào)試，可見，加入直流饋電電路后的動態(tài)偏置將進一步提高模塊的各項指標(biāo)。 3.1 仿真環(huán)境 采用ADS2005A射頻仿真軟件，安裝Freescale射頻大功率模塊庫，選擇MRF9060作為功放管。介質(zhì)基板介電常數(shù)為2.65，材料是聚四氟乙烯，介質(zhì)厚度0.8 mm，傳輸線厚度忽略不計。功放管的靜態(tài)工作點設(shè)置為Vgs=4.1 V，Vds=30 V。直流電源與功放管的柵極、源極間都有射頻線圈，用來隔離射頻信號與直流偏置，直流電源與地接大退耦電容，匹配網(wǎng)絡(luò)傳輸線之間有串聯(lián)電容作為級間隔直電容。 3.2 S21與S11曲線 系統(tǒng)指標(biāo)要求170～230 MHz內(nèi)增益大于20 dB，并且功率平坦度為0.5 dB。射頻線圈的值一般取在納亨(nH)量級，數(shù)值較大時，增益越小，陡峭程度越好，反之，增益增大，陡峭程度變差。在射頻信號通過耦合器輸出后一開始就并聯(lián)一個納法(nF)級的可調(diào)電容進行濾波。如2.1節(jié)所述，有載品質(zhì)因數(shù)QL和帶寬緊密相關(guān)，決定了S21的主要波形，適當(dāng)多加幾級傳輸線和并聯(lián)電容的組合才能滿足功率增益的波形。大體調(diào)出S21曲線后，再開始協(xié)調(diào)S21和S11曲線，主要是通過調(diào)節(jié)集總電容的值及其位置。在基本確定了傳輸線級數(shù)和長度后，再進行布線來合理布局以便占用較小的空間。如圖4為仿真結(jié)果，S21，S11在工作頻帶內(nèi)的值由m1至m5分別標(biāo)出，可見，S21在帶內(nèi)的波動小于0.65 dB，帶內(nèi)平坦度和帶外抑制度有一個權(quán)衡。S11在通帶中央達到了最小值，即-30 dB左右，但卻以通帶邊緣的反射較大作為代價，即在170 MHz為-8.786 dB，在230 MHz為-10.78 dB，還有待進一步改善。 3.3 三階IMD與1 dB功率壓縮點的仿真 在大功率工作情況下，線性度對保證信號的質(zhì)量尤為重要。功放的線性度主要由三階IMD和1 dB功率壓縮點這兩個指標(biāo)來表征，設(shè)計如下的仿真模型檢驗?zāi)K的可靠性。 仿真模型的射頻輸入端為雙音輸入信號，頻率間隔為1 MHz且功率相同，圖5為功率仿真曲線示意圖，m1，m2與m3，m4分別表示有用輸出信號和三階交調(diào)信號的功率值，并且得到三階IMD。在工作頻帶的不同頻率下，對射頻輸出信號的功率值進行掃描，圖6即為功放模塊的三階IMD在大功率輸出情況下在工作頻帶內(nèi)的三階交調(diào)信噪比特性仿真曲線，曲線m1，m2，m3分別表示在170 MHz，200 MHz，230 MHz時的情況�？梢钥吹�，三階IMD在170～230 MHz的工作頻帶內(nèi)基本保持穩(wěn)定，有較高的頻率穩(wěn)定性；三階IMD在輸出功率為45 dBm時好于-20 dBc，在40 dBm情況下好于-42 dBc；三階交調(diào)截點IIP3由曲線擬合得出為44.315 dBm，結(jié)果較為滿意。 圖7為功放模塊的增益在不同頻率下對輸出功率的掃描曲線，m1，m2，m3分別為170 MHz，200 MHz，230 MHz頻率下的增益；可見，1 dB功率壓縮點在170 MHz下略差，為47.6 dBm，而在工作頻帶內(nèi)一般都大于48.75 dBm(75 W)，從而滿足了最大75 W線性功率輸出的要求。 4 測試結(jié)果 帶寬指標(biāo)和線性度要求選擇合適的器件及電路形式；可靠性上需要設(shè)計保護電路并在故障條件下提供有效的保護。上述設(shè)計及仿真驗證基本符合以上原則。按照仿真的參數(shù)制作印刷電路板，即介質(zhì)厚度0.8mm，介電常數(shù)2.65，銅片厚度0.035 mm。 模塊的調(diào)試與測試過程如下，直流電源典型輸入為30 V，然而在25～32 V間的輸入電壓都能有效工作。當(dāng)供電大于32 V后，過壓保護電路開始工作，提高了減法器的負輸入端電平，使得Vgs降低，有效地保護了功放管。調(diào)整電位器，可以測得Vgs的動態(tài)范圍為3.6～4.1V，與設(shè)計的預(yù)期要求一致。用網(wǎng)絡(luò)分析儀調(diào)試S21和S11曲線，要注意待測器件DUT后需要接30dB或40 dB的衰減避免儀器的損壞。類似于仿真過程，通過調(diào)整匹配網(wǎng)絡(luò)中各集總參數(shù)的值和位置，獲得理想的S21和S11曲線。當(dāng)Vgs=3.9 V時，靜態(tài)電流為1.7 A，帶內(nèi)增益為20 dB，平坦度小于1 dB，3 dB帶寬為150～240 MHz。在頻率低端的抑制度不如高端陡峭，這可以通過調(diào)節(jié)輸入端帶通濾波器的可變電容來加以調(diào)節(jié)改善。增益的調(diào)節(jié)范圍為18～22 dB。S11曲線調(diào)試的結(jié)果比仿真更為理想，帶內(nèi)增益達到了-20 dB以下。 以下對功放模塊驅(qū)動數(shù)字電視信號時的性能加以測試：信源MPEG-2視頻流輸入到調(diào)制器，產(chǎn)生與DVB-T兼容的COFDM信號，中頻36 MHz變換到功放的工作頻帶200 MHz，頻譜寬度配置為8 MHz。功放模塊驅(qū)動該功率信號后，當(dāng)輸出功率信號有效值為10 W時，信號獲得20 dB的功率增益，帶內(nèi)的DVB-T信號信噪比為28 dB，測試表明驅(qū)動性能良好，功放模塊性能符合設(shè)計要求，如表1所示。 5 結(jié)論 給出了可用于數(shù)字電視發(fā)射機中75 W射頻功放模塊的設(shè)計，對模塊的各個功能電路進行了詳細分析，充分考慮到增益、線性度和溫度穩(wěn)定性等主要技術(shù)指標(biāo)要求，并且通過仿真和實驗測試驗證了模塊的所有功能，從而證明了設(shè)計方案用于數(shù)字電視發(fā)射機的可行性。 |
