|
氮化鎵 (GaN) 技術由于其出色的開關特性和不斷提升的品質，近期逐漸得到了電力轉換應用的青睞。具有低寄生電容和零反向恢復的安全GaN可實現更高的開關頻率和效率，從而為全新應用和拓撲選項打開了大門。連續傳導模式 (CCM)圖騰柱PFC就是一個得益于GaN優點的拓撲。與通常使用的雙升壓無橋PFC拓撲相比，CCM圖騰柱無橋PFC能夠使半導體開關和升壓電感器的數量減半，同時又能將峰值效率推升到95%以上。本文分析了AC交叉區域內出現電流尖峰的根本原因，并給出了相應的解決方案。一個750W圖騰柱PFC原型機被構造成具有集成柵極驅動器的安全GaN，并且展示出性能方面的提升。 I. 簡介 當按下智能手機上的一個按鈕時，這個手機會觸發一個巨大的通信網絡，并且連接到數千英里之外的數據中心。承載通信數據時的功耗是不可見的，而又大大超過了人們的想象。世界信息通信技術 (ICT) 生態系統的總體功耗正在接近全球發電量的10% [1]。單單一個數據中心，比如說位于北卡羅來納州的臉譜公司的數據中心，耗電量即達到40MW。另外還有兩個位于美國內華達州和中國重慶的200MW數據中心正在建設當中。隨著數據存儲和通信網絡的快速增長，持續運行電力系統的效率變得越來越重要�，F在比以前任何時候都需要對效率進行空前的改進與提升。 幾乎所有ICT生態系統的能耗都轉換自AC。AC輸入首先被整流，然后被升壓至一個預穩壓電平。下游的DC/DC轉換器將電壓轉換為一個隔離式48V或24V電壓，作為電信無線系統的電源，以及存儲器和處理器的內核電壓。隨著MOSFET技術的興起和發展，電力轉換效率在過去三十年間得到大幅提升。自2007年生效以來，Energy Star(能源之星)80 PLUS效率評價技術規范 [2] 將針對AC/DC整流器的效率等級從黃金級增加到更高的白金級，并且不斷提高到鈦金級。然而，由于MOSFET的性能限制，以及與鈦金級效率要求有關的重大設計挑戰，效率的改進與提升正在變慢。為了達到96%的鈦金級峰值效率，對于高壓線路來說，功率因數校正 (PFC) 電路效率的預算效率應該達到98.5%及以上，對于低壓電路，這個值應該不低于96.4%。發展前景最好的拓撲是無橋PFC電路，它沒有全波AC整流器橋，并因此降低了相關的傳導損耗。[3] 對于不同無橋PFC的性能評價進行了很好的總結。這個性能評價的前提是，所使用的有源開關器件為MOSFET或IGBT。大多數鈦金級AC/DC整流器設計使用圖6中所示的拓撲 [3]，由兩個電路升壓組成。每個升壓電路在滿功率下額定運行，不過只在一半AC線路周期內運行，而在另外周期內處于空閑狀態。這樣的話，PFC轉換器以材料和功率密度為代價實現了一個比較高的效率值 [4]。通常情況下，由于MOSFET體二極管的緩慢反向恢復，一個圖騰柱PFC無法在連續傳導模式 (CCM) 下高效運行。然而，它能夠在電壓開關為零 (ZVS) 的變換模式下實現出色的效率值。數篇論文中已經提到，PFC效率可以達到98.5%-99%。對于高功率應用來說，多個圖騰柱升壓電路可以交錯在一起，以提高功率水平，并且減少輸入電流紋波。然而，這個方法的缺點就是控制復雜，并且驅動器和零電流檢測電路的成本較高。此外，因此而增加的功率組件數量會產生一個低功率密度設計。因此，這個簡單的圖騰柱電路需要高效運行在CCM下，以實現高功率區域，并且在輕負載時切換至具有ZVS的TM。通過使用這個方法，可以同時實現高效率和高功率密度。作為一款新興半導體開關，氮化鎵 (GaN) FET正在逐漸走向成熟，并且使此類應用成為可能。Transphorm公司已經在APEC 2013上展示了一款峰值效率達到99%的基于GaN的圖騰柱CCM PFC [9]。[10-12] 還介紹了GaN器件出色的開關特性，以及應用優勢。為了更好地理解GaN特性，并且進一步解決應用中存在的顧慮，特別是開關頻率和交叉電流尖峰問題，這篇文章討論了：II. GaN技術概述、III. 圖騰柱CCM PFC控制、IV. 實驗和V. 結論。 II. GaN技術概述 GaN高電子遷移率晶體管 (HEMT) 首次問世是在2004年。HEMT結構表現出非同尋常的高電子遷移率，這個值所表示的是一個AlGaN和GaN異構表面附近的二維電子氣 (2DEG)。正因如此，GaN HEMT也被稱為異構FET (HFET)，或者簡單地稱為FET�；綠aN晶體管結構如圖1中所示 [13]。源電極和漏電極穿透AlGaN層的頂部，并且接觸到下面的2DEG。這就在源極和漏極之間形成一個低阻抗路徑，而也就自然而然地形成了一個D模式器件。通過將負電壓施加到柵極上，2DEG的電子被耗盡，晶體管被關閉。 圖1—D-mode GaN FET結構 圖2—E-mode GaN FET結構 增強模式 (E-mode) GaN晶體管器件使用與D-mode GaN器件一樣的基底工藝，在一個硅 (Si) 或碳化硅 (SiC) 基板頂部培養一層薄薄的氮化鋁 (AlN) 絕緣層。然后，高阻性GaN和一個氮化鋁鎵與GaN的異構體被先后放置在AlN上。源電極與2DEG接觸，而漏電極與GaN接觸。對于柵極的進一步處理在柵極下形成一個耗盡層。圖2中給出了這個基本結構。要接通FET，必須在柵極上施加一個正電壓。 B.GaN，SiC和Si的物理屬性比較 一個半導體材料的物理屬性決定了終端器件的最終性能。表1中顯示的是影響器件性能的主要屬性。 表1—GaN、SiC和Si在300 Kelvin時的材料屬性 [14-18]。 EG是帶隙能量。EG>1.4的半導體通常被稱為寬帶隙材料。EG更大的材料將需要更多的能量來將電子從其鍵位上斷開，以穿越帶隙。它具有更低的泄露電流和更高的溫度穩定性。EBR是臨界區域擊穿電壓，這個電壓會直接影響到電離和雪崩擊穿電壓電平。VS是飽和速率。峰值電子漂移速率決定了開關頻率限值。μ是電子遷移率，它與接通電阻成反比。接通電阻與這個參數之間的關系為 [19]： 與一個Si器件相比，如圖3的品質因數中所示，碳化硅的接通電阻減少了大約500倍，而對于一個指定尺寸的半導體來說，GaN的這些值甚至更高。 圖3—硅、碳化硅和氮化鎵理論接通電阻與阻斷電壓能力之間的關系 [16]。 過去三十年間，硅 (Si) 在功率應用中占主導地位。但是，隨著其性能接近了理論限值，性能方面的提升也變得十分有限。作為2個新興半導體材料，SiC和GaN看起來似乎是針對未來高性能應用的極有發展前途的候選材料。 C.在FET模式和二極管模式中運行的GaN器件 D-mode和E-mode GaN FET的輸出特性如圖4中所示 [13]。很明顯，D-mode器件使用起來不太方便，其原因在于，將一個功率級連接至DC輸入之前，必須在功率器件上施加一個負偏置電壓。相反地，E-mode GaN FET，正如MOSFET，通常情況下是關閉的，并且對于應用來說更加友好。然而，常開型GaN器件更加易于生產，并且性能要好很多 [20]。對于一個指定區域或導通電阻，D-mode GaN FET的柵極電荷和輸出電容比E-mode GaN FET的少一半。而這在開關電力轉換器應用中具有重大優勢。對于高壓GaN器件來說，大多數供應商正在使用圖5中所示的，具有共源共柵LV NMOSFET結構的D-mode GaN。LV NMOS是一種具有低Rds-on和快速反向恢復體二極管的20V-30V硅材料N溝道MOSFET。當把一個正電壓施加到GaN共源共柵FET的漏極與源極之間時，內部MOSFET的Vds在FET關閉時開始上升，進而在GaN器件的柵極和源極上形成一個負電壓，從而使GaN器件關閉。通常情況下，MOSFET的Vds將保持幾伏特的電壓，這個電壓足夠使GaN器件保持在關閉狀態。當施加柵極電壓時，MOSFET被接通，這使得MOSFET的柵極與源極短接，隨后，GaN器件被接通。在FET模式下，一個GaN共源共柵FET與具有擴展GaN電壓額定值和附加GaN電阻的集成MOSFET的工作方式十分相似。然而，GaN器件決定了輸出電容值，而這個值遠遠小于與之相對應的MOSFET的Coss。GaN器件本身沒有體二極管，但是，當反向電流被施加到GaN共源共柵FET上時，MOSFET的體二極管首先導電，而這樣實際上就把體二極管的Vf施加到GaN器件的柵極上，隨后GaN器件被接通。這樣的話，低壓FET的體二極管運行為共源共柵開關“體二極管”。由于LV MOSFET的正向壓降和Qrr比高壓MOSFET要低，所以這樣做還是有其實際意義的。出色的體二極管運行方式是GaN共源共柵FET的其中一個主要特性和優勢。由于對GaN共源共柵FET驅動的要求與對于傳統MOSFET的要求是一樣的，在應用采用方面，MOSFET的直接簡易替換也是GaN共源共柵FET的另外一個優勢。共源共柵方法的缺點在于，集成MOSFET必須在每個開關周期內切換。GaN共源共柵FET繼承了MOSFET開關的某些特點，其中包括大柵極電荷與反向恢復。這些特點限制了GaN器件的性能。 圖4—D-mode GaN FET(上圖)和E-mode GaN FET(下圖)的輸出特點 [13]。 圖5—GaN共源共柵FET結構。 D.安全GaN FET 為了克服共源共柵結構的缺點，我們在這里介紹一個全新的安全GaN FET結構(如圖6中所示)。 圖6—安全GaN FET結構。 這個安全GaN FET集成了一個常開型GaN器件、一個LV MOSFET、一個啟動電路和一個用于GaN器件的柵極驅動器。MOSFET的功能與其在GaN共源共柵FET結構中的功能一樣。它確保常開型GaN器件在Vcc偏置電壓被施加前關閉。在Vcc被施加，并且柵極驅動器建立一個穩定的負偏置電壓后，啟動邏輯電路將MOSFET打開，并在隨后保持接通狀態。由于GaN器件不具有少數載子，也就不存在反向恢復，與相對應的MOSFET相比，GaN的柵極電容要少10倍，輸出電容要低數倍。安全GaN FET完全涵蓋了GaN所具有的優勢。出色的開關特性確保了全新的開關轉換器性能等級。還應指出的一點是，由于安全GaN FET內沒有實際存在的體二極管，當一個負電流流經GaN FET，并且在漏極和源極上產生出一個負電壓時，這個GaN器件的運行方式與二極管一樣。GaN FET在Vds達到特定的閥值時開始反向傳導，而這個閥值就是“體二極管”正向壓降。正向壓降可以很高，達到數伏特。有必要接通GaN FET來減少二極管模式下運行時的傳導損耗。 III.圖騰柱PFC CCM控制 圖騰柱PFC是一款不錯的測試工具，可以在硬開關模式中對安全GaN FET進行評估。圖7中所示的是一個常見的圖騰柱PFC電源電路。Q3和Q4是安全GaN FET;Q1和Q2是AC整流器FET，它在AC線路頻率上開關;而D1和D2是浪涌路徑二極管。當AC電壓被輸入，并且Vac1-Vac2處于正周期內，Q2被接通時，Q4運行為一個有源開關，而Q3運行為一個升壓二極管。為了減少二極管的傳導損耗，Q4在同步整流模式中運行。而對于負AC輸入周期，此電路的運行方式一樣，但是具有交流開關功能。 圖7—有源開關周期(上圖)和續流周期(下圖)中，正AC輸入下，圖騰柱PFC的工作方式。 正如在第II部分中描述的那樣，這個“體二極管”具有一個很明顯的正壓降。這個GaN FET應該在續流期間被接通。為了實現CCM運行，在插入特定的死區時間的同時，有源FET和續流FET分別在占空比D和1-D內開關。如圖8中所示，在重負載下，電感器電流可以全為正，不過在輕負載情況下，這個電流可以變為負。 圖8—重負載(上圖)和輕負載(下圖)情況下的PFC電感器電流。 特定的負電流對于軟開關有所幫助，但是，過高的負電流會導致較大的循環功率和低效率。為了實現最優效率，GaN FET的接通和關閉死區時間需要根據負載和線路情況進行實時控制。由于GaN FET輸出電容，Coss，不會隨Vds電壓的波動而大幅變化，從有源FET關閉到續流FET接通的死區時間Td-on可以計算為， 在這里，Vo是PFC輸出電壓，而IL-peak是峰值電感器電流。 在CCM模式下，被定義為續流FET關閉到有源FET接通的死區時間Td-off應該盡可能保持在較小的水平。如圖9中所示，當接收到零電流檢測 (ZCD) 信號后，相應的PWM隨之被斬波，以避免出現一個負電流和循環功率。這樣的話，GaN FET運行為一個理想二極管，這通常被稱為理想二極管仿真 (IDE)。 圖9—理想二極管仿真控制。 為了用理想二極管仿真實現CCM控制，我們選擇的是UCD3138，一款融合數字控制器。這個控制器塊的功能如圖10中所示。PFC的電壓環路和電流環路分別由固件和硬件CLA執行。通過采用將ZCD用作觸發信號的一個控制器內部逐周期 (CBC) 硬件，可以實現IDE。 圖10—用于圖騰柱PFC控制的UCD3138。 為了最大限度地減少AC輸入整流器二極管的傳導損耗，如圖7中的Q1和Q2所顯示的那樣，常常用低Rds_on MOSFET替換低速整流器二極管。這些MOSFET和高速GaN FET，Q3和Q4，根據AC電壓交叉點檢測值，在正負AC輸入周期之間變換工作狀態。這個任務看似簡單，但是，為了實現潔凈且平滑的AC交叉電流，應該將很多注意事項考慮在內。交叉檢測的精度對于保持正確的工作狀態和運行十分重要。這個精度經常受到感測電阻器容差和感測電路濾波器相位延遲的影響。幾伏特的計算錯誤會導致很大的電流尖峰。為了避免由整流器FET提前接通所導致的輸入AC短路，必須要有足夠的消隱時間讓Q1和Q2關閉，并且應該將這個時間插入到檢測到的交叉點上。消隱時間的典型值大約在100μs至200μs之間。由于MOSFET的輸出電容，Coss，很明顯，Q1和Q2上的電壓應該在消隱時間內幾乎保持恒定。在互補整流器FET被接通前，PFC保持在之前的運行狀態中，此時，施加到升壓電感器上的電壓幾乎為零，而有源GaN FET運行在幾乎滿占空比狀態下。在這一點上，接通互補整流器FET，或者在有源開關和同步開關之間變換GaN FET的這兩個功能，會在升壓電感器中形成大電壓二次浪涌，并因此導致一個較大的電流尖峰。理論上，在理想AC電壓交叉點上同時改變整流器FET和GaN FET工作狀態可以避免電流尖峰，并且保持電流環路的負反饋，不過，這在實際環境中很難實現。此外，任何由突然狀態變化所導致的電流尖峰會干擾電流環路，并且導致一定的電流振鈴級別。[9] 建議在交叉點上使用PFC軟啟動。顧慮在于，AC交叉檢測電路通常具有相位偏移，并且有可能不夠精確。過早或過晚的改變狀態會導致AC線路短路，或者電流環路正反饋，這會形成電流尖峰。這篇文章內提出的一款全新可靠的控制機制就是為了確保一個平滑的狀態改變。圖11顯示的是狀態變化的時序圖。 圖11—PFC狀態變化時序圖。 輸入AC線路電壓VAC_L和中間電壓VAC_N被分別感測。得出的兩個感測到電壓的差值被用于AC電壓交叉檢測，這實際上是一個差分感測機制。它消除了Y_Cap電流對感測精度的影響。VAC_L-VAC_N的符號被用來確定輸入的正周期和負周期。VAC_L-VAC_N的絕對值與高壓線路的AC電壓交叉閥值VT_H，以及低壓線路的VT_L進行比較，以確定AC電壓是否處于交叉區域內。如果回答是肯定的，整流器FET和升壓開關均被關閉，而控制環路的積分器被暫停。當AC電壓增加，并且存在于交叉區域內時，相應的整流器FET被緩慢接通。通過插入一個適當的值柵極電阻器，可以限制接通速度。在整流器FET被接通后，一個短延遲，比如說20μs，在積分器被暫停，并且PWM輸出被再次啟用前被插入。 IV.實驗 為了評估安全GaN FET的性能，并驗證CCM圖騰柱PFC控制機制，一個運行頻率為140kHz的750W PFC電路被設計成一個測試工具。表2中列出了這個電路的主要組件參數。 表2—750W PFC電路主要組件參數。 圖12和圖13顯示的是D-mode GaN FET接通和關閉波形。Vg4是柵極驅動器信號，Vds是漏源電壓，而IL是升壓電感器電流。 圖12—GaN FET接通波形。 圖13—GaN FET關閉波形。 如這些圖中所見，GaN FET在dv/dt的值達到79V/ns最大值時的接通時間為7ns。可以在開關結束時觀察到大約10-20V的振鈴。這個振鈴由H橋跟蹤泄露電感和H橋輸出高頻陶瓷電容器的諧振所導致。在關閉時，Vds緩慢上升，過沖電壓大約為20V。dv/dt受到GaN FET輸出電容值的限制。零GaN“體二極管”正向恢復特性最大限度地減小了電壓過沖幅度。 圖14顯示的是安全GaN FET“體二極管”正向壓降。當“體二極管”傳導的電流為2.8A時，可以觀察到大約6.6V的正向壓降。當GaN被接通時，根據器件Rds_on的不同，這個電壓減少到數十mV范圍內。一個用DC電流進行的單獨測試顯示出的正向壓降在4.3V至7.3V之間。為了最大限度地減少“體二極管”傳導損耗，有必要使用一個良好的SyncFET控制機制。 圖14—GaN FET“體二極管”正向壓降。 圖15—GaN FET反向恢復測試。 圖15中給出了ST生產的Turbo-2二極管STTH8R06D，Cree生產的SiC二極管C3D04060E，與TI生產的試驗安全GaN之間的反向恢復比較數據。 ST生產的Turbo二極管性能出色，并且在大約10年前，SiC上市時，一直在PFC應用領域占主導地位。ST Turbo二極管關閉緩慢，但是反向恢復十分明顯，而SiC二極管具有零反向恢復。無法避免的電路和器件端子泄露是導致所觀察到的振鈴的主要原因。TI的試驗GaN FET也表現出零反向恢復。由于較大的Coss，與SiC的結電容相比，觀察到一個更大的振鈴，但是頻率較低。振鈴是零反向恢復的一個附帶的振鈴特性。 圖16顯示的是由不適當狀態變化和控制導致的AC電流尖峰和振鈴。在圖16上標出了導致每個尖峰和振鈴的根本原因。圖17顯示的是使用本文中所提出的控制方法后潔凈且平滑電流波形。 圖16—230 VAC輸入時的交叉波形，此時Q2硬開關接通，具有3.8V的VT_H，并且積分器在消隱時間內運行。 圖17—230 VAC輸入時的交叉波形，此時Q2軟開關接通，具有7.6V的VT_H，并且積分器在消隱時間內暫停。 圖18和圖19顯示的是450W低壓線路和750W高壓線路上的AC電流波形�？梢栽诘蛪壕�路上實現0.999功率因數和3.3%的THD，以及0.995功率因數和4.0% THD。圖20顯示的是PFC效率曲線。峰值效率在230 VAC輸入時達到98.53%，在115VAC輸入時達到97.1%。可在輕負載區域內觀察到由部分ZVS所導致的低壓線路效率尖峰，此時，PFC運行在CCM和DCM邊界附近。 圖18—115V輸入和450W負載時的AC電壓和電流波形。 圖19--230V輸入和750W負載時的AC電壓和電流波形。 圖20—圖騰柱PFC效率。 圖21—750W圖騰柱PFC原型機。 V.結論 GaN FET表現出出色的開關特性。用8mm x 8mm QFN GaN FET將PFC的功率推高到750W，并且用早期的試驗GaN樣片使高壓線路輸入時的效率達到98.53%，低壓線路輸入時的效率達到97.1%，這一切從正面反映出GaN FET的潛力。借助安全GaN FET結構，FET具有零“體二極管”反向恢復，這使其成為圖騰柱或半橋硬開關應用的理想選擇。這些器件在高很多的頻率下運行，而又不受反向恢復損耗和明顯柵極損耗的影響。它在效率和物理尺寸方面代表了開關轉換器性能的全新發展水平。為了盡可能地降低“體二極管”傳導損耗，一個高精度和可靠死區時間與IDE控制機制是必須的。一個好的控制器將在確保安全GaN FET應用取得成功方面發揮重大作用。 高精度AC電壓交叉檢測是在交叉區域內實現平滑AC電流的前提。本文分析了電流尖峰和振鈴的根本原因，并給出了一個解決方案。提出的控制機制展示了一個實現平滑電流變換的可靠方法。 基于GaN的圖騰柱CCM PFC可以在輕負載時，運行在電壓開關為零 (ZVS) 的TM下，實現效率優化。這個控制會復雜得多。我將在另外一篇文章內討論CCM和電壓開關為零 (ZVS) 的TM。 |
