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在高精度光電轉換應用中，我們經常使用光電二極管和互阻抗放大器將光信號轉換為電信號，并將其放大。如圖1所示，通過R1的光電流可在放大器輸出端產生電壓，實現電流電壓轉換。這是最簡單、最常用的光電轉換電路。本文將介紹如何在已有光電二極管的情況下選擇放大器，如何在已有放大器的情況下選擇光電二極管，以及如何優化反饋電阻器R1及補償電容器C1�！ � 圖1：最簡單的常用光電轉換電路 圖2是開環增益(Aol)、互阻抗(電流至電壓 I-V)增益以及整個頻率下的噪聲增益。根據圖2，在互阻抗電路設計過程中，我們必須考慮零點、極點以及放大器GBW(fc)，以滿足系統要求�！ � 圖2：互阻抗放大器的頻率響應 硅光電二極管、PIN二極管和APD二極管是三種典型的光電二極管。硅光電二極管專為高精度光度測定領域設計，因為它們具有高靈敏度與低暗電流。PIN二極管能夠以低偏置電壓提供大帶寬，一般用于高速光度測定與光通信。APD二極管具有高內部增益機制、快速時間響應以及紫外至近紅外區的高靈敏度，主要用于高速遠距離光通信系統�！ 」韫怆姸䴓O管的主要規范有光譜響應、光靈敏度、暗電流、終端電容、分流電阻、響應時間以及噪聲等效功率。運算放大器規范也很重要。在本應用中，我們更關注放大器的偏置電流、失調、GBW、噪聲、輸入電容以及輸出軌。選擇運算放大器時，首先應選擇JFET或CMOS放大器。JFET與CMOS輸入放大器具有極低的偏置電流，非常適合光電轉換。 在光電二極管規范確定后，如何選擇放大器、R1和C1： 在本部分中，我們將探討在指定了系統帶寬(BW0)和光電二極管特征(光電二極管結點電容Cd和光電二極管分流電阻Rsh)的情況下如何選擇組件。目標是選擇放大器、反饋電阻器和補償電容器。現在我們已知的參數有BW0、Cd和Rsh。在光電轉換過程中，輸出噪聲可影響電路靈敏度。光電二極管在應用中的最大輸出電流由輸入光學功率以及光電二極管規范決定。因此，我們可通過在開始進行計算或測量來確定光電二極管的最大輸出電流Iomax�！ 》糯笃骶哂休敵鲕壪拗�，從來不會超過電源范圍。某些放大器輸出軌非常接近電源軌，而某些輸出軌卻有極大限制。我們可以參考運算放大器產品說明書，了解具體電軌限制。為讓放大器工作在線性區域，我們必須限制反饋電阻器的值。在設計電路時，可能會有放大器偏置電流、輸入失調以及二極管暗電流造成的大量輸出失調。輸出失調不僅會限制放大器的AC動態范圍，而且還會限制反饋電阻器的值： 如果R1太小，放大器AC輸出動態范圍就很浪費。另一方面，大型R1會增大電路輸出噪聲，如圖3所示。 圖3：反饋電阻器對噪聲增益的影響 從圖2 我們知道，I-V 增益帶寬由極點頻率fpf決定，而fpf又由反饋電阻器R1和補償電容器C1決定，因此 。噪聲增益曲線上的零點(fzf)和極點(fpf)構成了噪聲曲線。極點和零點是決定總噪聲的兩個主要因素。零點fzf由R1和Ci(Ci=Cd+Ci-OPA，即二極管結點電容Cd和放大器輸入電容Ci-OPA之和)決定。極點 fpf由R1和C1決定。 較大電路帶寬需要較小補償電容，但較小補償電容將增大噪聲增益，導致輸出更大噪聲，降低分辨率，如圖4 所示�！ � 圖4：補償電容對噪聲增益的影響 電路I-V帶寬受組件精度影響。為滿足電路設計要求，帶寬設置為要求的1.5倍： 對于高頻率信號 ( ) 而言，補償電容器的阻抗遠遠低于反饋電阻器，反饋網絡阻抗由補償電容器決定，因此在高頻率 ( ) 下，噪聲增益由 C1 和 Ci 決定： 為確保放大器穩定，1/β與Aol相交的點必須小于或等于20dB/十倍頻程。因此在穩定的情況下，Aol和1/β曲線將在 的增益位置相交。根據高精度放大器的增益帶寬積，我們可計算出交叉點頻率為： 如果 ，電路就很穩定，因此我們要求： 從圖2我們知道，增大GBW會導致噪聲帶寬增大，最終造成總輸出噪聲增大。在 時，閉環電路具有45度的相位裕度，因此電路保持穩定。在噪聲增益曲線(1/β)和放大器開環增益曲線將隨組件變動而移動時，為保持電路穩定，我們選擇GBW臨界值為1.5倍的放大器： 設計步驟可總結如下： (1)確定信號增益(反饋電阻器R1)： (2)計算補償電容器C1: (3)計算放大器GBW： (4)選擇一款能滿足步驟(3)中GBW要求的低偏置電流放大器。 (5)使用所選放大器的參數驗證R1和GBW： 在該步驟中， 是優化值。 (6)如果步驟(5)通過驗證，設計就完成了。如果不能通過驗證，請選擇較小值的R1或較大GBW的放大器，反回步驟(1)。 在放大器確定后，如何選擇光電二極管、R1和C1： 如果我們已經選定運算放大器，我們就知道運算放大器的GBW、Vomax和Ci-OPA。根據運算放大器規范，我們將知道如何選擇光電二極管、反饋電阻器和電容器。由于放大器已選定，因此Aol已經知道。圖5是光電二極管的終端電容如何影響噪聲增益�！ � 圖5：光電二極管終端電容器對電路噪聲增益曲線的影響 從圖5可以明顯看出，對于較小光電二極管電容而言，總體噪聲更理想。因此我們需要選擇電容較小的光電二極管。結點電容與擴散面積成正比，與耗盡區寬度成反比。擴散面積與靈敏度成正比。如果通過縮小耗盡區來降低結點電容，也會導致光電二極管靈敏度下降。在這種情況下，我們需要增大互阻抗來放大信號。使用極大值的反饋電阻器對電路性能不利，原因有幾個。首先我們可以看到，使用較大反饋電阻器增大了噪聲帶寬，而且電阻器本身也在電路中產生了額外的熱噪聲(見圖3)。其次，如果我們使用極大的電阻器來確保帶寬，我們就必須使用較小的補償電容。圖4是使用較小補償電容會增大噪聲增益的情況。最后，大型電阻器及二極管的暗電流還會在輸出端造成較大的失調，其將限制電路的動態范圍�！ 〈送猓撾娙葸�取決于反向偏置電壓。在光電二極管上應用反向電壓以減少結點電容，從而降低噪聲，是一種值得考慮的方法。但仍然需要注意來自反向偏置電壓源的噪聲。我們可使用LPF濾除偏置噪聲。該LPF必須使用小阻值電阻器，以防止調制光電二極管上的電壓�！ ∥覀儸F在有了放大器和光電二極管，接下來的步驟基本與上述六個步驟一樣，但沒有步驟(3)和步驟(4)，因為我們已經知道GBW： (1)確定信號增益(反饋電阻器R1)： (2)計算補償電容器C1： (3)驗證： (4) 如果步驟(3)驗證通過，設計即完成。如果驗證失敗，請選擇更小值的R1或更大GBW的放大器，然后返回步驟(1)。 真實案例示例： 我們將使用一個真實案例來說明怎樣在光電二極管應用中選擇正確組件。有一款便攜式生化分析儀使用920nm 紅外光透射被測試樣本。該樣本的生化特性對920nm紅外光能量有不同的吸收能力。我們已經知道，穿透920nm 紅外光的最大功率為-20dBm，需要為濱松硅光電二極管S2551提供80%的耦合率。我們需要確保電路對25KHz信號的衰減小于3dB。現在，我們來為該應用設計一款3.3V電源供電的光電二極管。 首先需要閱讀產品說明書，了解濱松S2551的技術規范，如圖6所示。我們可以看到920nm的靈敏度為0.6A/W，最大暗電流為1nA，在反向電壓為0V時結點電容為350pF。 由于最大光功率為-20dBm，相當于0.01mW，因此我們可以計算出該光電二極管在應用中的最大輸出電流為： 圖6：摘自產品說明書的S2551規范 下面是分六個步驟的設計方法： 第1步：信號增益： 我們選擇R1=670KΩ; 第2步：補償電容： 我們選擇C1=6.8pF; 第3步：放大器帶寬： 第4步：選擇放大器 到目前為止，我們知道應用需要一種低偏置、低功耗、低失調并支持2.95MHz帶寬的放大器。我們來看看德州儀器(TI)提供的放大器OPA314，其主要規范如圖7所示，它看似是非常理想的選擇�！ � 圖7：OPA314的主要規范 這是一款支持0.2pA偏置電流的軌至軌輸入輸出放大器。3MHz單位穩定GBW放大器只有150uA的靜態電流。內部 RF/EMI濾波器可在惡劣電磁環境中提高電路性能。其低噪聲與低失調可滿足該應用需求�！ ∫虼薕PA314是滿足該需求的理想選擇。盡管如此，我們仍然需要使用所選放大器的真實規范再次驗證： 第5步：驗證輸出擺幅和GBW。 OPA314的最大失調電壓是2.5mV。光電二極管的1nA暗電流通過R1=680KΩ會產生0.68mV的失調。因此： OPA314在2KΩ負載下的輸出擺幅大于3.26V，其輸入電容等于1pF+5pF=6pF。我們可驗證： 非常理想，這正是我們所需要的。因而根據計算，OPA314是本應用的最佳芯片。我們還可以在TINA(TI免費仿真工具)中設置下列仿真電路。我們正在使用一款可為我們設計的電路提供4.8uA峰值電流以及25KHz頻率的電源。仿真電路與結果見圖8、圖9�！ � 圖8：仿真電路 圖9：設計電路仿真輸出 總結 本文主要介紹了如何為光電轉換應用選擇放大器、反饋電阻器及補償電容器，并介紹了用于幫助我們為任何光電二極管或放大器選擇組件的六步選擇法。隨后還提供了一個真實電路設計與仿真案例，用于演示該六步選擇法。它為在互阻抗電路設計中選擇和優化噪聲相關型組件提供了一個簡單的方法。但由于優化值并未考慮印刷電路板寄生因素，在許多實際案例中可能需要進行調整。在互阻抗電路輸出之后使用一個LPF還可降低噪聲。 |
