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隨著電力行業(yè)的快速發(fā)展，逆變器的應(yīng)用越來越廣泛，逆變器的好壞會直接影響整個系統(tǒng)的逆變性能和帶載能力。逆變器的控制目標(biāo)是提高逆變器輸出電壓的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能，穩(wěn)態(tài)性能主要是指輸出電壓的穩(wěn)態(tài)精度和提高帶不平衡負(fù)載的能力;動態(tài)性能主要是指輸出電壓的THD(Total Hannonic Distortion)和負(fù)載突變時的動態(tài)響應(yīng)水平。在這些指標(biāo)中對輸出電壓的THD要求比較高，對于三相逆變器，一般要求阻性負(fù)載滿載時THD小于2%,非線性滿載(整流性負(fù)載)的THD小于5%.這些指標(biāo)與逆變器的控制策略息息相關(guān)。文中主要介紹如何建立電壓雙環(huán)SPWM逆變器的數(shù)學(xué)模型，并采用電壓有效值外環(huán)和電壓瞬時值內(nèi)環(huán)進(jìn)行控制。針對UPS單模塊10 kVA單相電壓型SPWM逆變器進(jìn)行建模仿真。通過仿真，驗證了控制思路的正確性以及存該控制策略下的逆變器所具有的魯棒性強(qiáng)，動態(tài)響應(yīng)快，THD低等優(yōu)點。并以仿真為先導(dǎo)，將其思想移植到具體開發(fā)中，達(dá)到預(yù)期效果。 1 三電平逆變器單相控制模型的建立 帶LC濾波器的單相逆變器的主電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。圖1中L為輸出濾波電感，C為濾波電容，T1,T2,T3,T4分別是用來驅(qū)動IGBT的三電平的SPWM波，U0為輸出負(fù)載兩端的電壓。在建立控制系統(tǒng)的仿真模型時，需要采集負(fù)載兩端的電壓與實際要求的電樂值做比較，然后通過調(diào)節(jié)器可以得到所需要調(diào)節(jié)的值。在此仿真模型中，驅(qū)動波形采用的是三電平的SPWM波形，具體的產(chǎn)生原理在這不做詳細(xì)描述。在Matlah的Simlink庫中SPWM波的產(chǎn)生如圖2所示，這里調(diào)制比設(shè)為0.8. 圖1 三電平逆變器單相主電路 圖2 四相SPWM產(chǎn)生電路 在B1,B2,B3,B4端口用模擬示波器觀察其波形，結(jié)果如圖3所示。 圖3 四相SPWM驅(qū)動波形 2 雙環(huán)控制的選取 在逆變控制系統(tǒng)中，采用輸出電壓有效值反饋的方法進(jìn)行控制，這種方法通過將輸出電壓有效值與實際所要求的電壓有效值進(jìn)行比較，誤差信號與正弦信號相乘的結(jié)果作為SPWM的調(diào)制信號。這種方法的輸出波形穩(wěn)壓精度較高，穩(wěn)定性好，但最大的缺陷在于逆變器的動態(tài)響應(yīng)很差，完全依靠逆變器的自然特性，輸出電壓的波形質(zhì)量無法控制。當(dāng)負(fù)載為非線性負(fù)載時，由于逆變器輸出阻抗的影響，輸出電壓波形的THD比較大。為解決以上的缺陷，引入內(nèi)環(huán)電壓瞬時環(huán)，當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時，采樣回來的輸出電壓會在電壓瞬時環(huán)的控制下，保持良好的動態(tài)響應(yīng)，控制框圖如圖4所示。 圖4 雙環(huán)控制框圖 在圖4中，輸入信號U為系統(tǒng)所要求的信號，U為系統(tǒng)輸出信號。本系統(tǒng)將PID調(diào)節(jié)器1設(shè)置為電壓瞬時值內(nèi)環(huán)，將PID調(diào)節(jié)器2設(shè)置為電壓均值外環(huán)。 3 建立仿真模型 在Simulink下構(gòu)建三電平逆變器的仿真模型，該模型主要由三電平的SPWM產(chǎn)生電路，主拓?fù)潆娐罚刂齐娐泛拓?fù)載電路4部分組成。控制電路實現(xiàn)了電壓雙環(huán)控制，同時為SPWM脈沖提供調(diào)制信號，負(fù)載可以選擇阻性載或整流載。 3.1 建立主拓?fù)潆娐?br /> 首先來建立逆變器的主拓?fù)潆娐贰８鶕?jù)圖1所示的電路原理，在Matlab環(huán)境下新建一個上程，然后存Simulink庫根據(jù)需要找出二極管和IGBT,連接電路圖便可得到如圖5所示的單相逆變器的主拓?fù)浞抡婺Ｐ汀?br /> 圖5 單相逆變器主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖 其中，B1、B2、B3、B4分別代表四相SPWM波形驅(qū)動波形，+BUS、0分別表示圖1中的Ud/2和N,C1和C2之間的電壓即位圖1中的U1. 3.2 負(fù)載電路建模 負(fù)載分為阻性載和整流載，為了更好的驗證PID調(diào)節(jié)器的性能，在此假定整流載和阻性載同時存在，然后中間用開關(guān)來控制所帶的負(fù)載特性。負(fù)載建模如圖6所示。 圖6 負(fù)載(阻性載和整流載可選) 當(dāng)手動開關(guān)位于1時，負(fù)載特性為整流載。反之，當(dāng)手動開關(guān)位于0時，負(fù)載特性為阻性載。圖6中，D1為開關(guān)信號，D2、D3為連接到輸出端的連接端口。 3.3 閉環(huán)控制電路以及輸出電路建模 閉環(huán)控制電路的模型如圖7所示。圖7中;模擬示波器1中的1端口為輸出端C1和C2未經(jīng)過電容濾波而得到的輸出電壓，2端口為輸出端C1和C2經(jīng)過電容濾波后得到的輸出電壓，3端口為輸出電壓經(jīng)過一個增益器之后所得到的對應(yīng)的輸出電壓，4端口為系統(tǒng)輸出電流，5端口為控制負(fù)載特性選擇的開關(guān)信號。仿真波形如圖8所示。 圖7 閉環(huán)控制電路 圖8 輸出端口電壓仿真波形 根據(jù)圖4提出的控制策略，輸出電壓經(jīng)過一個均值器之后與系統(tǒng)所要求得到的信號進(jìn)行比較，比較后的差值經(jīng)過PID調(diào)節(jié)(電壓瞬時內(nèi)環(huán)調(diào)節(jié))，同理，可以建立電壓均值外環(huán)控制模型。 在上述模擬示波器2中，1端口為第一次PID調(diào)節(jié)器之前的差值Errorl,仿真波形如圖9所示。 圖9 經(jīng)過PID調(diào)節(jié)器之前的差值信息波形 通過圖8,可以很明顯的看到，當(dāng)負(fù)載特性發(fā)生變化時，電流波形和輸出電壓波形會發(fā)生明顯的變化。當(dāng)負(fù)載為阻性載時，輸出電壓電流均為正弦信號。當(dāng)負(fù)載為整流載時，輸出電壓電流信號出現(xiàn)一定的失真。 如圖9所示，在最開始進(jìn)入調(diào)節(jié)器時，輸出電壓與實際要求的電壓差值很大，但在閉環(huán)中，經(jīng)過PID的多次調(diào)節(jié)之后，可以很清楚的看到最后兩者之間的差值穩(wěn)定趨近于0.從開始到最后趨近于0的整個動態(tài)過程反應(yīng)了PID調(diào)節(jié)器的調(diào)節(jié)快慢，穩(wěn)定等參數(shù)，從上圖可以清楚的看出此調(diào)節(jié)器的魯棒性強(qiáng)，動態(tài)響應(yīng)快。 4 將建模思想移植到實際電路中 建模的目的主要是為了驗證設(shè)計的方案是否可行，如果可行，便可以設(shè)計硬件電路來實現(xiàn)此方案，可以花最少的代價來完成控制器的設(shè)計。 硬件平臺：DSP2812+10K高頻UPS模塊 根據(jù)實際經(jīng)驗修改PID的參數(shù)，使輸出能夠在最快最穩(wěn)的情況下達(dá)到預(yù)定值。 通過實際的調(diào)試，瞬時環(huán)中：P=0.6,I=0.04,均值環(huán)中，P=0.3,I=0.072,D=0.001.此時系統(tǒng)穩(wěn)定，實際的輸出波形如圖10所示。 圖10 實際電路中輸出電壓與電流信號 實際要求輸出電壓為220V,負(fù)載采用的是整流載。上圖是阻性載往整流載切換時的輸出電壓與輸出電流波形圖。 從圖中，可以看出，此PID控制器能夠快速穩(wěn)定的將輸出電壓值穩(wěn)定在實際所要求的200 V左右，說明了此調(diào)節(jié)器動態(tài)響應(yīng)快，有交強(qiáng)的魯棒性。 5 結(jié)束語 PID調(diào)節(jié)器是逆變器中不可或缺的部分，PID調(diào)節(jié)器的好壞直接影響到逆變器的輸出性能和帶載能力。文中構(gòu)建了10 KVA的單相SPWM逆變器的Simulink模型，負(fù)載采用純阻性載和整流載分別進(jìn)行仿真。仿真結(jié)果表明，在不同的負(fù)載情況下，該控制器魯棒性強(qiáng)，動態(tài)響應(yīng)快，輸出電壓總諧波畸變低。將此建模思想移植到10 K模塊化單相UPS電源上，控制精度和準(zhǔn)度，均能達(dá)到預(yù)期的效果。 |
