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1 前言 電源是一切電子設備的心臟部分，其質量的好壞直接影響電子設備的可靠性。目前各種高效便攜式電子產品發展趨于小型化，要求供電系統體積更小、重量更輕、效率更高。目前DC-DC轉換器普遍應用于電池供電的設備和要求省電的緊湊型電子設備中。應用DC-DC轉換器的目的是進行電壓轉換，給一些器件提供合適的工作電壓，保證有較高的系統效率和較小的體積。 POWER INTEGRATION（PI）公司推出的DPA Switch系列高電壓DC-DC轉換電路，將功率MOSFET、PWM控制器、故障保護及其他控制電路高效集成在一個單片CMOS芯片上，大大減少了電源的器件數目，降低了成本，減小了開關電源的體積和重量，簡化了設計，縮短了研制生產周期，可以通過對引腳不同的配置實現高性能的設計。它同時還具備遲滯熱關斷的保護特性，提高了開關電源的效率和可靠性。此外，所有關鍵參數（比如限流點、頻率、PWM增益）都具有嚴格的溫度及絕對容差，從而簡化了設計并降低了系統成本。本文以DPA422主控芯片設計了雙路輸出DC/DC變換器，其全部元器件約40個。 2 DPA-Switch單片開關電源 圖1是DPA-Switch的內部結構框圖，主要由高壓電流源、5.8 V并聯調整器、軟啟動電路、內部欠壓比較器、電流限制調整電路、電流限制比較器、輸入線欠壓和過壓檢測電路、振蕩器、過溫保護電路、前沿消隱、功率MOSFET等模塊構成。其引腳功能見下： （1）漏極DRAIN（D）引腳 這一引腳是高壓功率MOSFET的漏極輸出點。此引腳經過一個開關的高壓電流源給芯片內部提供開機偏置電流。同時該引腳也是漏極電流的限流點檢測點。 （2）控制CONTROL（C）引腳 誤差放大器及用來控制占空比的反饋電流的輸入引腳。內部分流穩壓電路連接節點。在正常工作時提供內部偏置電流。同時，它也用來連接供電去耦及自動重啟動/補償的電容。 （3）線電壓檢測LINE-SENSE（L）引腳 過壓（OV）、欠壓（UV）鎖存、降低DCMAX的線電壓前饋、遠程開/關和同步時使用的輸入引腳。連接至源極引腳則禁用此引腳的所有功能。 （4）外部流限設定EXTERNAL CURRENTLIMIT（X）引腳 外部流限調節和遠程開/關控制引腳。連接至源極引腳則禁用此引腳的所有功能。 （5）頻率FREQUENCY（F）引腳 選擇開關頻率的輸入引腳，如果連接到源極引腳則開關頻率為400 kHz，連接到控制引腳則開關頻率為300 kHz。 （6）源極SOURCE（S）引腳 此引腳是輸出MOSFET的源極連接點，用于功率返回端。它也是初級控制電路的公共點及參考點。 圖1 功能結構框圖 3 應用DPA422的開關電源設計 3.1 電路原理圖 圖2所示的電路為使用DPA422的雙路輸出反激式轉換器原理圖。對于輸入輸出要求隔離的應用，此設計簡單、元件數目少，工作頻率高，高頻開關變壓器尺寸小，因此該變換器設計大小為31 mm×32 mm（樣機見圖3），實現小型化設計。在22~32 V的直流輸入電壓范圍內，此設計可輸出±5 V、2.5 W的功率，在27 V輸入時的效率大于75％。電阻R1、R2確定了輸入欠壓及過壓的保護閾值，分別為20 V和56 V。初級側的穩壓箝位二極管VR1可以確保在輸入浪涌及過壓情況下U1峰值漏極電壓低于220 V BVDSS的額定值。初級偏置繞組在啟動后給控制引腳提供電流。二極管D2對偏置繞組電壓進行整流，而C6用于減低高頻開關噪聲的影響，防止偏置電壓的峰值充電發生。電容C2給U1提供去耦，因此要盡可能靠近控制引腳和源極引腳來放置。C3完成開機時能量的存儲及自動重啟動的定時。濾波電感L3為輸入提供一定的濾波作用。 圖2 開關電源的原理圖 以+5 V輸出作為主路輸出，次級+5 V由肖特基二極管D4整流，-5 V由肖特基二極管D3整流，經低ESR的鉭電容C7~C10濾波，從而降低開關紋波并使效率最大化。使用一個很小的次級輸出電感L1、L2和陶瓷輸出電容C13/C14就足以在滿載時將峰峰值的高頻噪音及紋波抑制到小于30 mV以下。輸出電壓+5 V由R8和R9構成的電壓分壓器進行檢測，連接至2.5 V的電壓參考U3。反饋補償由R6、R7、R10、C11、C3和R3完成。電容C15作為軟啟動結束電容，防止開機期間輸出端出現過沖。由R5、C5以及R4、C4組成的RC網絡為吸收電路。為保證輸出電壓調整率，輸出電壓-5 V在輸出整流后增加三端穩壓管79L05（因尺寸要求，這里使用79L05，為保證效率，可選用其他DC/DC轉換電路）。 3.2 高頻變壓器設計 高頻變壓器設計是電源設計的關鍵，可利用PIExpert專用軟件實現，也可根據反激式變壓器設計方法進行設計。該設計中選擇開關頻率為400 kHz，目的是減小變壓器體積，使整個電源小型化。 下面是變壓器初級繞組設計參數： 最大占空比：Dmax＝0.65； 初級峰值電流： 傳輸功率： 初級電感量： 取L1=98 μH，峰值電流為IP＝0.36 A。 初次級匝比： 下面是變壓器次級繞組設計參數： 次級繞組峰值電流： 次級繞組整流管最高反向峰值電壓： 反饋繞組整流管最高反向峰值電壓： 次級繞組匝數： 反饋繞組匝數： UF1：次級繞組肖特基整流管正向壓降； UF2：反饋電路中高速開關整流管正向壓降； UDS(ON)：開關管導通電壓。 另外，-5 V在本設計中輸出因有79L05，故考慮其最小壓差2.5 V，該路輸出的繞組電壓考慮7.5 V。在空間允許的情況下可采用非隔離DC/DC電路進行穩壓，可適當增加其效率。 下面是變壓器選擇設計參數： 視在功率： PT＝P0+P0/η（η取0.98） 面積乘積： KW：變壓器窗口系數，一般取0.3； J：電流密度，取5 A/mm2； Kf：波形系數，取4； 則AP＝0.005 cm4。 根據AP查磁芯手冊，磁芯選擇EPC13（3F3材料）。 原邊匝數： 因n＝5，取Ns1（+5 V）為6匝，于是Np=Ns1·n＝30，Ns2（-5 V）＝9，反饋繞組匝數：NF＝14。 為了避免磁芯飽和，在磁回路中加入一個適當的氣隙，計算如下： 在選擇繞組線徑時，考慮趨膚效應和臨近效應，反饋繞組采用#31AWG線雙線并繞。繞線長度盡可能短，為減小損耗，盡可能減小變壓器的漏感，原邊繞組和負邊繞組采用間繞方式。在變壓器的繞制中注意兩點：（1）將變壓器的原邊繞組放在骨架的最內層，可減少原邊線圈的平均每匝長度，從而減少原邊繞組的雜散電容。同時，由于原邊繞組在變壓器的最內層，可以被變壓器的其他繞組所屏蔽，從而減少變壓器與其他鄰近元件的噪聲耦合。（2）將輔助供電繞組放在變壓器的最外層，可增強該繞組與其他副邊繞組的耦合而減弱與原邊繞組的耦合。由于增強了與副邊繞組的耦合，輔助供電繞組上的電壓可以更準確地跟隨輸出電壓變化。同時由于減弱了與原邊繞組的耦合，可減少由于初級漏感尖峰而引起的偏置繞組電壓尖峰。這兩方面都增強了輸出電壓調節性能。 3.3 輸出LC濾波器的選擇 由輸出電感和輸出電容所組成的濾波器，在濾波器諧振頻率點處的環路響應上具有兩個極點。由于濾波器為損耗相當低的諧振電路，因而在接近諧振頻率點處的增益和相位的變化相當突然。因此，用于調整環路響應的極點和零點應避開該頻率區域或者對此諧振加以補償。適當地選擇輸出濾波器的諧振頻率點可以降低反饋環路設計的復雜性。諧振頻率點的位置應允許設計者采用有限數目且數值合理的補償元件來調整得到所需要的響應特性。輸出電容的ESR具有一個零點，可以對濾波器的一個極點進行補償。但是，對于低ESR的鉭電解電容，通常其零點所對應的頻率過高，在所希望的環路帶寬內不能夠充分地抵消濾波器的影響。在某些可以使用標準低ESR電解電容的情況下，較高的ESR使得ESR零點位于足夠低的頻率點上，從而增加了有效的附加相位裕量。 輸出濾波電容為足夠多的電容并聯在一起使用最為合理。 4 實驗結果 筆者通過對以上設計數據進行優化和微調，研制出符合設計要求的樣機（如圖3），常溫條件下測試結果見表1。 圖3 樣機照片 表1 樣機測試結果 最后對開關電源進行了高低溫實驗，分別在-45 ℃和85 ℃的條件下考核，實驗結果表明該電源可以在-45~85 ℃條件下正常工作，達到了設計要求，表明該電源運行可靠，輸出穩定。 |
