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隨著國際電源能效標準的限制日趨嚴格，電源控制器的性價比已逼近它們的極限。既要滿足這些新標準的要求，同時又要提升性能和降低成本，這種挑戰已迫使市場轉向一些新的顛覆性技術。新的設計技術現在能夠讓AC/DC轉換器在不犧牲其性能（尤其是負載瞬態響應時間）的情況下，滿足嚴格的DC能效要求。本文將探討這些新的電源能效標準對電源控制器提出的要求，在維持輸出質量、以及不增加成本和復雜性的情況下提升性能的最新設計技術。 國際電源能效標準 美國能源部（DoE）于2007年頒布的外部電源能效標準對空載功耗以及負載為額定負載電流25%至100%時的平均能效提出了一整套嚴格的要求。歐盟和全球其它國家也頒布了類似的標準，但DoE的標準是最嚴格的強制性標準。2014年2月，DoE更新了外部電源標準后，進一步嚴格規范了離線電源的能效和空載功耗。通過限制電源的最大空載功耗，該標準迫使電源制造商降低電源空載時來自市電的輸入電流。雖然在待機時限制控制電路的電流能夠節省電能，但它也影響了電源從空載迅速過渡到滿載的能力，而在這個永遠在線的消費電子世界中，這個特性一直被我們視為是理所當然的。 負載瞬態響應時間 – 大信號響應時間和工作電流 負載瞬態響應時間直接影響輸出電壓的質量；較快的響應速度有助于減少輸出電壓偏差，而且不必使用多余的輸出電容器；較慢的響應速度則反之。使用低功耗控制器時，響應速度通常較慢，從而迫使電源不得不依賴外部組件來響應輸出電流的變化。負載瞬態響應時間實際上是控制環路的大信號響應時間，整合了小信號穩定性和一些大信號因素，例如，控制電路能夠迅速轉換放大器和驅動器的輸出。如果器件的轉換速率較低，而且小信號帶寬也較窄，輸出響應負載變化的速度也較慢。 電子器件中的一些基本關系是通用的，雖然這不一定是絕對的。例如，工作電流很小的運算放大器或對比器轉換輸出的速度與工作電流較大的器件一樣快。隨著電流的下降，傳播時延也會增加，因為用于降低電流的各個級聯輸入級將增加信號穿過電路的時間。對于AC/DC轉換器，輸出變壓器的反射阻抗所產生的復雜性以及寄生電感的特性增加了分析大信號響應時間的復雜性。通過關注控制器自身能夠做什么，而不去考慮主動無源組件的改變，我們就能有最大程度的電源性能提升，并降低工作電流。 負載瞬態響應時間分析 當任何電源的輸出電流發生變化時，多個因素將影響電源輸出響應負載變化的速度和精度。通過將電源視作一個黑盒子－非理想電源，我們可以分析出是哪些因素決定了響應時間。 圖1顯示了一個常見的負載變化以及其輸出如何響應這個變化。假設這個模型為一黑盒子，其輸出電路是一個黑盒子電源，配有一個使用等效串聯電阻（ESR）、等效串聯電感（ESL）和額定容量建模的輸出電容器。根據輸出電流的轉換速率以及輸出電容的ESR和ESL，由于電流的瞬時增加導致輸出電壓迅速下降。電壓瞬時下降的原因是輸出電容的ESR，而這個初始尖峰的恢復特性則取決于ESL。 圖1 瞬態響應時間分析 合理選擇ESR和ESL較低的旁路電容能夠將這個初始尖峰趨近于零。一旦輸出電容開始向輸出端提供電流，電壓將根據輸出電流和輸出總電容下降(dV = (I/C)*dt)。輸出電壓的下降幅度完全取決于電源響應變化并開始向輸出電容器和負載提供電流的時間(dt)。一旦開始向輸出端提供電流，輸出電容將充至標稱輸出電壓，并提供一個較小的輸出偏移量。這個輸出偏移量通常被稱為負載調整率，而且通常取決于控制環路的增益特性。系統中的增益越大，對負載的電壓輸出精度就越高。 反激式轉換器中所使用的控制器可以是模擬或數字控制器。這兩種技術均用于完成相同的功能，但所采用的方法截然不同。模擬控制器使用模擬放大器監測來自輸出端的反饋，以便生成一個誤差信號，然后將其與一個參考信號進行對比，并對輸出級進行調制，以使輸出電壓返回到調節狀態。數字電路將模擬反饋信號轉換為數字形式，然后將該字與一個已設定的對比點進行對比，再使用比例-積分-微分（PID）過濾器對輸出進行調制，以調節輸出電壓。從黑盒子的角度而言，它們完成了相同的功能，但黑盒子內部卻是兩個截然不同的世界。 模擬控制器 采用模擬技術的電源控制器已問世數十年。作為一種廣為熟悉的技術，模擬控制器的優缺點已經被探討了很長一段時間。作為任何模擬控制器的核心（圖2），傳統的誤差放大器的性能取決于偏置電流。雖然的確存在能夠以很小的偏置電流實現較高性能的技術，但卻要犧牲硅片空間，而這是一個昂貴的代價。但是，一旦你為了遵從嚴格的最新能效標準而限制了這些模擬控制器的電流，它們的響應時間將會大幅延長。回顧上述的輸出負載瞬態響應時間分析以及控制環路的響應時間對輸出電壓質量的影響，我們可以清楚地看到，環路越快，輸出電壓的完整性就越高。 圖2 通用模擬控制器 數字控制器 數字控制器的功能與模擬控制器相同，但黑盒子里面的某些內容卻完全不同。一個典型的數字電源控制器由一個PID過濾器、數字參考、數字脈沖寬度調制（PWM）生成器和輸出驅動器構成（圖3）。它將反饋信號轉換為一數字列，然后將該字列與數字參考點進行對比，再使用PID過濾器決定數字化的PWM電路將向主電源設備輸出。一個標準的基于PID的數字控制器對復雜變化響應較慢，除非它使用速度極高的ADC和時鐘頻率極高的數字內核。在負載總是較大的大電流應用中，這種方法是可行的，可以實現很快的響應速度，但在輕載情況下，與模擬控制器類似，簡單的數字控制器也會無法滿足較高性能。 圖3 通用數字控制器 一個標準的模擬控制器相較于數字控制器，這兩個端點電路之間沒有理由存在重大的性能差距。但是，數字設計已經發展到這樣的程度：可以為控制器設計增添一些模擬控制器難以實現的自由度。與數字PID主控模塊并聯的額外的模擬或數字電路更可大幅提升電路的性能。單純的模擬控制器很難實現這一點，因為額外的控制電路會嚴重破壞頻率補償。在模擬控制器中，一個控制環路本本已很難穩定，多個并聯運行的環路需要極為復雜的補償機制，而為了實現穩定，這通常又會導致不可接受的權衡。不論在DC/DC控制器或AC/DC控制器中，都存在相同的問題。 快速動態負載響應所產生的影響 具備快速動態負載響應功能的電源不僅在維持最終應用所需的電壓穩定性、規格和性能方面擁有明顯優勢，而且還能減少維持輸出電壓所需的大容量電容，從而縮減電路的規模和成本。在要求高性能和低成本、同時要求遵從國際能效標準的典型應用就是用于為智能手機充電的USB兼容輸出、並通用于離線輸入電壓適配器。針對使用USB連接器的電池充電器的USB BC1.2規范定義了一個恒定的DC輸出電壓在通用AC輸入電壓范圍下運作，以確保使用遵從USB BC1.2規范的適配器的智能手機能夠正常工作。該規范還定義了一個恢復時間，即輸出從標稱的電壓降至最低的電壓，然后再恢復的時間。輸出必須在指定的時間和DC容差內恢復。 表1列出了需要遵從USB BC1.2的規范的規格。響應時間和電壓似乎容易實現，尤其相對DC/DC轉換器而言，但AC/DC電源必須遵從DoE規范，而這是一個極大的挑戰。 表1. USB電池充電規范Rev 1.2電壓容差 Dialog電源轉換事業群（前iWatt Inc.）出品的iW1760遵從USB BC1.2規范，同時遵從DoE于2014年2月頒布的最新的能效標準以及歐盟頒布的最嚴格的能效標準“Code of Conduct Version 5, Tier 2”。圖4 顯示了iW1760在一個10W USB充電應用中的響應時間：輸出在6ms內響應了一個2A負載變化，并將輸出電壓保持在USB BC1.2 AC所要求的范圍內，并留出了一些余量。 圖 4. iW1760 – 負載瞬態響應時間圖 一個響應速度更快的部件能夠以更少的電容實現更短的響應時間，同時滿足能效標準的要求。iW1786是一款數字控制器，能夠與次級側的一個用于檢測輸出電壓變化并向初級側發送即時反饋的組件（iW671）配合使用，實現快于獨立的初級側反饋的輸出。更短的響應時間和更小的電壓降為適配器的設計增加了很大的設計余量。另外，設計人員還可以減少用于在過渡期間維持輸出電壓所需的大容量電容量。初次審視這個增加一個次級側IC的想法可能看起來像是一次中立性的尺寸和成本權衡，但是，iW671為二級側內置了一個同步整流電路，從而消除了Schottky二極管，提高了能效。更短的響應時間降低了輸出電容，提高了能效，降低了散熱要求，并消除了二級側的一些組件，提供了一個高集成的解決方案。 圖5 顯示了iW1786+iW671 （對比IC）的瞬態響應時間，它比iW1760的原始響應時間有了明顯的改進。動態負載響應時間大幅縮短，從而為遵從USB BC1.2充電規范流留出了很大余量(1)。 圖5中的最小AC電壓為4.8V，提供了200mV的電壓跌落，而圖4中的電壓跌落為700mV。圖5中的響應時間約為3ms，大約為圖4中的一半。這改進了跌落的速度，甚至不到圖4中的一半。 圖5 iW1786+iW671的負載瞬態響應時間圖 iW1786采用一個復雜、並有多個控制環路的專有數字內核。iW1786控制器中所使用的新一代的數字控制環路具備響應速度快、外部組件少、無需外部補償組件也能維持多個控制環路的穩定性的特點。模擬電路的或許夠實現同類電路，但最終卻帶來了更大的電路尺寸、更高的成本和更困難補償。 數字技術正在將掀開一個新的電源設計時代，甚至能為那些不精通電源的設計工程師提供靈活、易用的解決方案。數字電源管理技術領域的進步讓快速響應成為可能，并讓消費電子應用的電源適配器能夠在不犧牲性能的情況下，滿足國際能效規定。 注 (1)用于測試這兩種不同器件的電路是相同的，采用相同的磁性和無源組件。唯一的區別是用于生成圖4和圖5中的兩個波形的被測器件（DUT）。 |
