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引言 由于多層陶瓷電容（MLCC）不但價格低，而且還具有高容積效率和低等效串聯(lián)電阻性能，它被廣泛應(yīng)用于現(xiàn)代電子產(chǎn)品中。這些優(yōu)勢使得MLCC非常適用于包括電源輸出電容和集成電路本地去耦電容在內(nèi)的廣泛的應(yīng)用。MLCC之所以有不同類型之別，主要是因為其溫度系數(shù)的不同，溫度系數(shù)是指在規(guī)定的溫度范圍內(nèi)其電容值的變化情況。類型I電容（例如NP0或C0G）在其工作溫度范圍內(nèi)的溫度系數(shù)變化必須要小于±30ppm，而類型II電容則可以在±15％（X7R）至+22％/–82％（Z5V）[1]范圍內(nèi)變化。 MLCC的溫度系數(shù)與構(gòu)成電容電介質(zhì)的陶瓷中所使用的材料有直接關(guān)系。此外，電介質(zhì)材料還決定著電容的電氣特性。類型II電介質(zhì)類型（X7R、Z5U、Z5V）（因為其介電材料通常被稱為“高介電常數(shù)”陶瓷電容）具有從3000（X7R）到高達(dá)18000（Z5U）的相對介電常數(shù)。類型I C0G電容通常具有6到200[1]的相對介電常數(shù)。與C0G類型相比，介電材料更高的相對介電常數(shù)優(yōu)勢在于高介電常數(shù)MLCC可以實現(xiàn)更高的電容值且封裝尺寸更小巧。 然而不幸的是，這些優(yōu)勢也帶來了一些負(fù)面影響：高介電常數(shù)MLCC有較大的電壓系數(shù)，即其電容值會隨著施加的電壓而變化。在AC應(yīng)用中，這一現(xiàn)象被稱為波形失真，并且這一現(xiàn)象還會降低整個系統(tǒng)的性能。當(dāng)印刷電路板（PCB）面積和成本為主要的設(shè)計瓶頸時，電路板和系統(tǒng)級設(shè)計人員可能會嘗試在電路中使用高介電常數(shù)MLCC，并在信號路徑中帶來大量的失真。 高介電常數(shù)MLCC失真示例 有源濾波器電路、用于數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換的去頻迭濾波器以及放大器中的反饋電容均為高介電常數(shù)MLCC可能會帶來失真的電路。為了說明這一效應(yīng)，設(shè)計人員采用TI的FilterPro軟件設(shè)計了一款使用Sallen-Key拓?fù)涞?kHz巴特沃茲有源低通濾波器。有源濾波器就是一種電容失真降低整個電路性能的常見應(yīng)用。許多設(shè)計人員選擇低電阻值以降低電容失真對輸出噪聲的影響，但這樣做會增加為實現(xiàn)某個拐角頻率所需的電容值。由于這樣的設(shè)計決定，高介電常數(shù)MLCC可能是滿足電容、電路板面積以及成本要求的唯一電容器。 圖1所示的濾波器電路包括了無源組件值，這樣一來電容C1和C2就可以用各種介電類型、封裝尺寸的MLCC加以替代，從而實現(xiàn)了不同電容類型測量之間的直接比較。該測試中使用所有電容的額定電壓均為50V。 圖1：1kHz轉(zhuǎn)角頻率的Sallen-Key低通濾波器 在這個例子中，設(shè)計人員選用高性能音頻運算放大器（op amp）OPA1611作為電路的低噪聲和低失真基礎(chǔ)。為滿足所有電阻值要求，設(shè)計人員采用了1206封裝形式的薄膜高精度電阻，以最小化除這些電容之外的失真影響。根據(jù)《有源交叉設(shè)計》，一些電阻類型可以產(chǎn)生與電容[2]相類似的失真。最后，電路由±18V電源供電以避免放大器飽和從而影響測量結(jié)果的可能性。 總諧波失真＋噪聲（THD+N）是一項非常有用的指標(biāo)，它可以量化電路噪聲和非線性增加到信號的多余部分。這一數(shù)量可表述為諧波和系統(tǒng)RMS噪聲電壓與基頻[3]RMS電壓的比值。諧波或輸入信號整數(shù)倍頻率的信號源自于無源組件和集成電路的非線性行為。電路的總體噪聲是集成電路的固有噪聲、電阻器散熱噪聲抑或是外部源耦合到電路中的噪聲。方程式1將THD+N計算表述為振幅比，其中VF是基頻的RMS電壓，VN為RMS噪聲電壓，VI為每個諧波的RMS電壓。 使用500kHz測量帶寬，進(jìn)行20Hz到20kHz頻率范圍1Vrms信號濾波器電路THD+N測量。圖2顯示了不同電容類型的電路在1Vrms時測量的THD+N性能（單位dB）。采用1206封裝的C0G介電類型MLCC具有突出的性能：濾波器通頻帶中的THD+N測量值是測量系統(tǒng)的噪聲底限。我們對采用0805封裝的C0G電容也進(jìn)行了測試，結(jié)果表明其也具有相同的性能級別，為了簡單起見我們從圖中去掉了這部分。濾波器轉(zhuǎn)角頻率之上的THD+N增加表現(xiàn)為濾波器的衰減可降低信號幅度與噪聲底限的比值。 如果將電容類型更換為采用1206封裝的X7R類型，我們可以觀察到電路性能的立即衰減。在20Hz時，THD+N會出現(xiàn)最小值為15dB增加，并在400Hz－800Hz的區(qū)域內(nèi)達(dá)到峰值，此時THD+N的測量增加值為35dB。如果采用更小型0603封裝的X7R電容，將會進(jìn)一步提高THD+N性能（遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于頻譜10dB）。由于在整個測試過程中我們都沒有更改濾波器中的運算放大器和電阻器，因此增加的THD+N值只與電路輸出信號端X7R電容產(chǎn)額外諧波有關(guān)。 圖2：測量的Sallen-Key低通濾波器THD+N 圖3顯示了使用0603和1206 X7R電容時出現(xiàn)在濾波器輸出端的500Hz正弦波頻譜。該頻譜顯示了大量的基波，其中主要是奇次階諧波。令人吃驚的是用0603 X7R電容構(gòu)建電路時，在500Hz輸入信號時可以觀察到超過20kHz的諧波。 圖3：發(fā)生在低通濾波器電路輸出端的500Hz正弦波頻譜 確定失真源 我們的任務(wù)是找到高級別的失真源，但對工程師而言無論是集成電路故障還是無源組件發(fā)生故障都不是直觀可以發(fā)現(xiàn)的。確定主要失真源的一個方法是測量電路在一個寬泛信號電平的THD+N（請參見圖4）。在圖1中，Sallen-Key濾波器的THD+N顯示為500Hz基頻，信號電平從1mVrms到10Vrms。利用C0G電容構(gòu)建電路時，THD+N會由于增加的信號電平而下降，最終達(dá)到測量系統(tǒng)在2Vrms信號電平時的噪聲底限。 圖4：增加信號電平（500Hz基頻）的濾波器電路 線的負(fù)斜率表明：由于運算放大器和電阻器的存在，電路噪聲是THD+N計算的主要影響因素。在這種情況下，測量的THD+N隨信號電平的增加而下降，這是因為信號電壓與噪聲電壓比增大了。與之相反，無源組件的非線性在更高信號電平時會變的更糟，并且會在信號電平增大時引起失真增加[2]。當(dāng)濾波電路中的電容被X7R類型所替代時就會發(fā)生這種情況。采用0603封裝的X7R電容在20mVrms信號振幅的地方開始失真上升。采用1206封裝的X7R電容表現(xiàn)相似——在40mVrms信號振幅的地方開始失真上升。因此，如果電路表現(xiàn)出了失真隨信號電平增加而上升的趨勢，無源組件（電阻或電容）則最可能成為限制電路性能的主要因素。 由于無源組件失真隨信號電平的增加而增大，因此濾波器電路在電容施加電壓最大時的失真也達(dá)到最大[2]。TI免費SPICE仿真器（Tina-TI）中的AC傳輸特性分析可作為一個頻率函數(shù)用于繪制電路中組件兩端的電壓。圖5顯示了20Hz－20kHz頻率范圍內(nèi)電容C1和C2兩端的組合電壓，以及采用1206封裝的X7R電容濾波器的THD+N。電容C1和C2兩端的個別電壓是通過均方根進(jìn)行組合的，頻率在大約600Hz時的值最大。圖5表明電容電壓峰值與失真最大點高度相關(guān)，并且很好地表明電容是濾波器輸出端過大失真的原因。在兩個電容產(chǎn)生不一樣失真的情況下，兩次測量之間可能會有一些不一致的地方。通過確定每個電容的信號增益可以進(jìn)一步深入這一分析[2]。 圖5：低通濾波器電路的組合電容電壓和測量的THD+N 本文小結(jié) 模擬電路的性能受應(yīng)用中所采用的電容類型影響非常大，有源濾波器的使用充分說明了這一點。當(dāng)我們使用C0G電容構(gòu)建電路時，電路可以提供高級性能。然而，一旦將電容更改為X7R介電類型，電路的性能就大大降低了。X7R電容將大量的諧波帶到了信號路徑中，且奇次諧波會成為THD+N測量的主要影響因素。具體來說，采用0603封裝的X7R電容性能最差，采用1206封裝的X7R電容性能只是稍稍好了一點點。 上述兩種技術(shù)有助于工程師確定電路中的失真源。首先，測量一個寬泛的信號電平的THD+N是確定電路性能是否受集成電路或無源組件線性度影響的一個非常有用的方法。無源組件的非線性引起的失真會隨著信號電平的增加而增加。其次，通過把最大失真頻率與這些組件施加最大電壓時的頻率相關(guān)聯(lián)，TINA-TI可用于確定哪一款無源組件是失真源。雖然很多應(yīng)用中工程師都可以受益于高介電常數(shù)MLCC，但我們不建議在系統(tǒng)的信號路徑中使用高介電常數(shù)MLCC，因為該電容兩端的大幅壓降會使其帶來失真。 參考文獻(xiàn) 1. 《多層陶瓷電容——材料與廠商》，作者：Kahn, M., AVX 公司 2. 《有源交叉設(shè)計》，作者：Self, D., Elsevier 公司，2011年。 3. 《了解運算放大器中諧波失真與頻率測量之間的關(guān)系》，作者：Jorge Vega 和 Raj Ramanathan, En-Genius，2012 年 1 月。 4. 如欲了解更多詳情，可查閱：FilterPro、TINA-TI、OPA1611。 作者簡介 John Caldwell現(xiàn)用TI高精度模擬線性應(yīng)用產(chǎn)品部模擬應(yīng)用工程師。John畢業(yè)于弗吉尼亞理工大學(xué)（Virginia Tech, Blacksburg VA），獲電子工程理學(xué)士學(xué)位，后又獲得電子工程碩士學(xué)位。他擁有三項未決專利并且已發(fā)表數(shù)篇論文。2009年，John在TI模擬大學(xué)競賽中如愿以償?shù)孬@得了Engibous Prize。 |
