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作者：Avago Technologies，隔離產品事業部Lim Shiun Pin（技術營銷工程師） 簡介 ACPL-339J是一種先進的智能IGBT門驅動耦合器接口，支持1.0A雙輸出，易于使用。ACPL-339J 經獨特設計支持具有靈活電流額定值的MOSFET的電流緩沖器，使得系統設計師能夠更加輕松地通過互換MOSFET緩沖器和功率IGBT/MOSFET開關使用一個硬件平臺支持不同的系統功率額定值。此概念能夠在最大程度上擴展用于電機控制和能量轉換應用場合的門驅動設計，功率額定值從高到低均適用。ACPL-339J同樣集成了短路保護，欠壓鎖存(UVLO)、IGBT“軟”關斷以及隔離故障反饋功能，以最大限度地提供設計靈活性和電路保護。 本應用說明描述了Avago SPICE宏觀模型的能力，以準確預測和模擬ACPL-339J智能門驅動器的 UVLO和去飽和(DESAT)監測功能。當ACPL-339J電源輸出量不足時，UVLO功能夠阻止諸如IGBT之類的昂貴功率半導體器件開啟，而去飽和(DESAT)電路能夠監測出現的任何短路現象并繼續進行基于IGBT監測的“軟”關斷。這兩種功能輪流運行、同步工作，以防止昂貴的IGBT因高度散熱而受損。 欠壓鎖定(UVLO) IGBT門電壓不足會提升IGBT的開啟電阻，導致因高度散熱造成大量電能損失和IGBT受損。ACPL-339J持續監測輸出電源。輸出電源低于UVLO閾值時，門驅動器輸出將會斷開使IGBT免遭低壓偏置的損害。ACPL-339J擁有兩個UVLO邏輯塊，即UVLO_P和UVLO_N，分別控制VOUTP和VOUTN。UVLO控制邏輯優于輸入IF和去飽和(DESAT)。換句話說，當VCC2和VEE供應不足導致 UVLO 鉗位處于激活狀態時，IF 和去飽和(DESAT) 可忽略不計。VUVLOP+ 和VUVLON+在鉗位能夠被釋放之前需交叉。之后，VOUTP和VOUTN將分別對IF和去飽和(DESAT)做出響應。過程如圖1 SPICE模擬圖中所示。 
圖1. SPICE中模擬的UVLO、VOUT和故障邏輯剖面圖。 去飽和檢測和“軟”關斷 IGBT的集射電壓可在其正常運行的過程中由ACPL-339J去飽和(DESAT)引腳進行監測。當出現短路，高電流流經IGBT并以飽和的形式流出進入去飽和(DESAT)模式。這導致IGBT的集射電壓從 2V的飽和電壓開始迅速增加。一旦其超越ACPL-339J的內部8V閾值，則認定為短路故障并執行“軟”關斷。ACPL-339J的VGMOS引腳將開啟外部晶體管以緩慢釋放IGBT的門極電荷，實現軟關斷。軟關斷的速率可根據外部晶體管和電阻的尺寸進行調整，以最大限度降低對 IGBT 的過沖。最后，通過內置隔離反饋路徑將故障(FAULT)報告至控制器完成去飽和(DESAT)操作。圖2顯示的是在發生短路的過程中去飽和 (DESAT) 監測的操作步驟。
圖2. 短路保護、IGBT“軟”關斷和隔離故障反饋 去飽和(DESAT)引腳監測IGBT VCE電壓。去飽和(DESAT)故障監測電路必須在 IGBT 開啟后保持禁用一小段時間，以便集電極電壓降至去飽和 (DESAT) 閾值以下。這個時間段稱為去飽和 (DESAT) 間隔時間，由內部去飽和 (DESAT) 充電電流 (ICHG)、去飽和 (DESAT) 電壓 (VDESAT)和外部去飽和 (DESAT) 電容器 (CBLANK)控制。標稱間隔時間可使用以下公式計算： TBLANK= CBLANKx VDESAT/ ICHG 從數據表規格可以看出，VDESAT 的典型值是8V，ICHG的典型值是250μA。如果使用 100pF的電容器，那么間隔時間為100pF * 8V/250μA = 3.2μsec。雖然不建議使用數值低于100pF的電容器，但是可稍微擴展電容值以調整間隔時間。標稱間隔時間也表示ACPL-339J對去飽和(DESAT) 故障情況做出反應所花費的最長時間。為說明去飽和(DESAT) 監測的操作，圖3中對模擬電路進行了描述。
圖3. 顯示短路檢測的SPICE模擬電路。 去飽和(DESAT)二極管的功能是接通正向電流，當IGBT開啟時，能夠檢測IGBT的飽和集射電壓 VCESAT，在IGBT關閉時，阻止高電壓。在IGBT斷開和朝向去飽和(DESAT)二極管正向導電端部的過程中，產生短時間的反向電流。這種反向恢復效應導致二極管無法實現其阻擋能力，直至接合處的移動充電完全耗盡。在此過程中，通常會有一個非常高的dVCE/dt電壓斜坡率穿過 IGBT 的集電極與發射極。這導致ICHARGE–CD-DESAT x dVCE/dt充電電流將為間隔電容器充電CBLANK。為了最大限度降低充電電流并避免錯誤觸發去飽和(DESAT)，建議使用具有快速恢復速率功能的二極管。 與IGBT相連接的反馳二極管的續流可擁有大量的正向瞬態電壓，遠遠超出二極管的標稱正向電壓。這可能導致去飽和 (DESAT) 引腳上突增大量的負電壓，如果不加以保護，會大量消耗驅動器中的電流。為將電流限制在不會對驅動器IC 造成損害的水平，在去飽和(DESAT) 二極管上以串聯的方式插入一個100Ω的電阻。增加的電阻不會改變去飽和(DESAT) 閾值或者去飽和間隔時間。圖 4 顯示出在 SPICE 模擬中精確預測標稱間隔時間，而表4顯示出VGMOS和VOUTP延遲時間被調整至典型數據表規格。
圖4：LED、去飽和(DESAT)、VOUTP和VGMOS 表4：顯示數據表典型規格與模擬結果的比較
一旦檢測出去飽和(DESAT)故障以及在TBLANK時間之后，VOUTP和 VOUTN都將斷開各自的外部MP1和MN1。在TMUTE時間，輸出端將會處于靜音模式。在靜音期間，所有的輸入LED信號都將被忽略，以便驅動器能夠完全軟關斷IGBT。故障根據1ms（典型值）靜音(TMUTE) 停止時間或者LED輸入從高到低的轉變自動復位，以后發生的為準。通過這種方法，停止時間被最小化，而且自由延長停止時間的靈活性也被最小化了。參見圖5a和5b，查看模擬圖解。
圖5a. 在TMUTE停止之前，帶有 LED 的去飽和 (DESAT) 故障狀態定時圖關閉。
圖5b. 在TMUTE停止之后，帶有LED的去飽和(DESAT)故障狀態定時圖關閉。 最后，為說明發生短路時的實際應用情況，創建了一個SPICE模擬電路，如圖6所示。同時還包括外部MOS器件的SPICE模型，以使得模擬更加精確。IGBT SPICE模型未在本模擬中使用并由 10nF的電容器替代，以模擬IGBT的門電容。當檢測出去飽和(DESAT)狀態，VGMOS從高到低切換，打開一部外部MN2下拉器件。MN2以與RS的RC常量以及IGBT的輸入電容CIN相應的衰變率緩慢為IGBT門放電。基于330Ω的RS和10nF的CIN，整個軟關斷將以4.8 * 330Ω* 10nF = 15.8μs的速率衰變。軟關斷可防止對集電極電流進行快速充電。對集電極電流進行快速充電會造成因導線和電線電感引起具有破壞性的電壓突增。可通過選擇不同數值的電阻器RS，改變IGBT軟關斷的衰變時間。如圖7所示。
圖6. 包含推薦外部MOS組件的SPICE模型模擬應用電路
圖7：可通過選擇不同數值的電阻器RS，改變IGBT門電壓軟關斷的衰變時間。 結論 在本應用說明中，我們已向您展示，ACPL-339J SPICE宏觀模型精確描述了UVLO和去飽和(DESAT) 特征。UVLO和去飽和(DESAT)是內置在ACPL-339J中的兩種機制，這兩種機制輪流運行能夠在電力供應不足和短路的過程中防止昂貴的IGBT遭到損害。設計師能夠在不同的情況下，通過模擬應用電路輕松理解復雜的輸入邏輯并預測電路的總體性能。精確調整至典型規格的直流和交流切換參數，能夠幫助設計師更加準確地選擇外部組件。因此，設計師們可以放心地使用ACPL-339J SPICE宏觀模型，滿足他們復雜的電路模擬和應用要求。 參考文獻 1. Tee Chun Keong，“Driving and Protecting IGBTs In Inverter Applications” Power Electronics，2013年8月30日 2. Jamshed Namdar Khan，“SPICE Circuit Simulations for the HCNR200 and HCNR201 Analog Optocouplers”，AV02-3334EN Application Note 3. “ACPL-339J Dual Output Gate Drive Optocoupler Interface with Integrated (VCE) DESAT Detection，FAULT and UVLO Status Feedback”，AV02-3784EN Datasheet，2013 年6月10日 |
