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引言 隨著計算機與通信技術的飛速發展，作為配套設備的開關電源也獲得了長足進步，并隨著新器件、新理論、新電磁材料和變換技術以及各種輔助設計分析軟件的不斷問世，開關電源的性能不斷提高。本文介紹一種新型的高頻DC/DC開關變換器，并成功地應用在軍用充電機上。 DC/DC變換器主電路 改進型移相全橋ZVS DC/DC變換器主電路結構和各點波形對照如圖1、圖2所示。 由于電路工作狀態在一個周期內可以分為兩個完全一樣的過程，所以以下僅僅分析半個周期的情況，而這半個周期又可分為以下三種開關模態。 ● 開關模態1，t0 此時Q1和Q4同時導通，變壓器副邊電感L1和整流管DS2導通，原邊能量向負載端傳遞。此模態的等效電路見圖3。 其中，a為變壓器變比，Vin是直流母線電壓，I1和I2分別是電感L1和L2電流(L1=L2=LS)，此時有等式（1）成立。 Ip(t)=aI1(t) (3) 當Q4關斷時該模態過程結束。 ● 開關模態2，t1 在t1時刻關斷Q4，此時副邊電感L1中儲存的能量給Q4電容(或并聯電容)充電，同時將Q3兩端電容電荷放掉。為了實現軟開關，Q4關斷和Q3開通之間至少要存在一死區時間 Δt1，使得在Q3開通前D3首先導通，且有下式成立。 Ip1Δt1=2CeffVin (4) 其中Ceff是開關管漏源兩端等效電容，IP1為t1時刻變壓器原邊流過電流。當D3導通后，變壓器副邊兩個二極管DS1和DS2同時導通，電路工作在續流狀態。此時等效電路如圖4所示。 此時有如下電路方程成立。 rt=rMOSfet+rxfmr (9) 其中D為脈沖占空比，fS為電路工作頻率，L’ik為主邊變壓器漏感(或與外接電感的串聯值)，rt是變壓器原邊等效電阻，τ是原邊等效電流衰減時間常數，Vfp是反并聯二極管導通壓降。 ● 開關模態3，t2 處于該模態時，電路原邊導通情況與以上的模態2一致。此時由于換流過程結束，DS2關斷，所以等效電路如圖5所示。 此時有電路方程如下。 這時I1、I2與模態2相同，但是DS1中將流過全部的負載電流。當Q1關斷時該模態結束，此時副邊電感L2中存儲的能量同時給開關管Q1和Q2漏源端電容充電和放電。 Q1關斷后，D2和D3將導通，這時候就可以給Q2和Q3以開通觸發信號了，當電流反向后，Q2、Q3導通，能量再次從原邊傳遞到副邊，于是Q2、Q3都是零電壓開通。由于對稱性，剩下的半個周期的工作狀況與以上完全相同。由此可以得到負載端輸出電壓，注意它與一般的全波整流電路之間的1/2倍的關系。 由工作原理可以得到如下結論。 ● 超前臂開關管和滯后臂開關管的ZVS都利用了次級輸出濾波電感的能量來實現，因此串聯在原邊的電感值可以大大減小，甚至可以不需要串聯電感，只用變壓器的原邊漏感。 ● 軟開關實現時能量由副邊電感和原邊電感共同提供，因此可以在較寬的負載范圍內實現ZVS。 ● 超前臂開關管和滯后臂開關管實現軟開關ZVS的條件沒有基本型電路苛刻，并且由于副邊電感的影響，它們之間的軟開關實現條件的差異較之基本型電路大大減小。 變換器控制電路設計 該控制系統通過采集原邊母線電流、副邊側輸出電壓來構成電流內環和電壓外環兩個控制閉環，原理框圖如圖6所示。UCC3895是美國TI公司生產的一種高性能電流/電壓移相PWM控制器，是UC3875(79)的改進型，適合于移相全橋電路，同時配合零電壓開關工作以實現在高頻時的局部軟開關性能，除了具有UC3875(79)的功能外，最大的改進是增加了自適應死區設置，以適應負載變化時不同的準諧振軟開關要求，BCDMOS工藝使得芯片的功耗更小，工作頻率更高。 從圖6所示的原理框圖可以看出，原邊母線電流通過電流互感器隔離采集得到，該信號再通過濾波以及斜坡補償電路后得到電流控制信號，而輸出電壓信號經過TL431調節后經過光耦隔離，再與設定電壓參考值比較得到電壓控制信號。電流和電壓控制信號輸入移相PWM控制器UCC3895后經由芯片內部比較器以及脈沖產生電路得到四路PWM控制信號，但是有一點必須注意，那就是UCC3895的驅動能力很弱，所以必須將這些控制信號加以功率放大并隔離，然后才能驅動主電路的兩個橋臂中的開關管。其中，采用母線電流的好處是它能反映同一橋臂上下開關管的導通情況，從而為開關管的保護電路提供一定的依據。另外，該方案成功與否的關鍵就是斜坡補償電路以及隔離驅動電路。 仿真結果 PSPICE是電子輔助設計(EDA)中用來分析電路的工具之一，它不僅可以通過計算機來模擬電路的直流工作點、增益、頻率特性等，還可以用來仿真數字電路的邏輯運算，還擁有傅立葉分析、蒙特卡羅分析、最壞情況分析等特殊功能，使初步的電路設計完全可以在計算機上完成。 該電路的輸入電壓參數可以通過改變輸入交流電壓的幅值來設置，仿真電路如圖7所示，仿真的主要參數如下。 電路工作頻率為100kHz，輸入直流母線電壓為250～360V，諧振電感為10μH，主變壓器變比為1:1，副邊倍流整流器電感為30μH，母線電流互感器電流采樣比例為1:20，負載電阻為10.7Ω，仿真設置時間為10ms。 電路軟起動波形如圖8所示，注意圖中的小方塊是該軟件所設定的標注。由圖可以看出，在上電后PWM脈沖波形是逐漸展開的，這一點對于防止主變壓器的偏磁非常重要。而且在軟起動過程中，eap端電壓V(EAP)和外接軟起動電容兩端電壓VSS之間的箝位關系，圖中V(R32:1)是負載端電壓。 軟開關的效果圖如圖9、圖10所示，通過圖中時間標注虛線可以看出該開關管是零電壓開通電壓關端的。在開通時，柵源電壓上升到柵平臺時漏源電壓已經為零，而電流在經過反并聯二極管的反向恢復后開始由零值處上升；而在關斷時，由于IGBT少數載流子存儲效應產生的電流拖尾，所以軟關斷不很明顯。 結語 該電路設計方案結合了電流模式控制、移相PWM控制、倍流整流器電路、最新驅動芯片以及專門設計的開關器件的一些優點。從實驗波形來看，變換器的超前與滯后橋臂開關器件均能很好地實現零電壓軟開關，并且零電壓軟開關的實現條件以及兩個橋臂軟開關的差異也比基本型電路小。除此之外，采用倍流整流器電路后，變換器的設計也更加簡單。采用仿真手段能給開關電源設計提供極大的幫助，尤其是在采用新方案或是新電路拓撲時。 |
