現(xiàn)在，我們必須測(cè)量如圖10.6所示的Zo（小信號(hào)AC開(kāi)環(huán)輸出阻抗）。該Tina SPICE測(cè)試電路將測(cè)試空載OPA177的Zo。R2和R1以及LT為低通濾波器函數(shù)提供了一條AC通道，這樣，使得我們能將DC短路和AC開(kāi)路一起并入反饋電路。DC工作點(diǎn)在輸出端顯示為接近零伏，這也就是說(shuō)，OPA177沒(méi)有電流流入或流出。此時(shí)，通過(guò)運(yùn)用1Apk AC電流生成器（我們能夠掃視10mHz至1MHz的AC頻率范圍），Zo的測(cè)量工作就可以輕松完成。最后，得出測(cè)量結(jié)果Zo = Vout（如果將測(cè)量結(jié)果的單位從dB轉(zhuǎn)換為線性或?qū)?shù)，那么Vout也將為以歐姆為單位的Zo）。
圖10.6 空載Zo測(cè)試電路：發(fā)射極跟隨器 從圖10.7中，我們可以看出，OPA177 Zo是雙極發(fā)射極跟隨器輸出級(jí)所獨(dú)有的特征，而且這種輸出級(jí)的Ro在OPA177單位增益帶寬之內(nèi)，是控制輸出阻抗的專門組件。OPA177的Ro為60歐姆。
圖 10.7 開(kāi)環(huán)輸出阻抗：發(fā)射極跟隨器
圖 10.8 Zo外部模型：發(fā)射極跟隨器 為了使1/β分析的情況包括在Zo與Riso、CL、 CF以及RF之間相互作用的影響結(jié)果內(nèi)，我們需將Zo從運(yùn)算放大器的宏模型中分離出來(lái)，以便于弄清楚電路中所需的節(jié)點(diǎn)。這種構(gòu)思如圖10.8所示。U1將提供了產(chǎn)品說(shuō)明書中的Aol曲線，并從Riso、CL、 CF以及RF的各種影響中得到緩沖。
圖 10.9 Zo外部模型詳圖：發(fā)射極跟隨器 通過(guò)如圖10.9所示的Zo外部模型，我們能夠測(cè)量Zo與Riso、CL、RF以及CF之間相互作用對(duì)1/β的影響。在Zo外部模型中，設(shè)置Ro = Ro OPA177，實(shí)際測(cè)量值為60歐姆。壓控電壓源VCV1將運(yùn)算放大器宏模型U1從 Ro、Riso、CL、CF以及RF中隔離開(kāi)來(lái)。將VCV1設(shè)置為x1，以確保產(chǎn)品說(shuō)明書中的Aol增益不變。由于我們要在穩(wěn)定性狀況最糟的情況下（只存在CL以及我們計(jì)算得出的空載Zo [此時(shí)Ro=60 歐姆]）分析這種電路，因此，務(wù)必排除各種大的DC負(fù)載。VOA是一個(gè)與運(yùn)算放大器相連的內(nèi)部節(jié)點(diǎn)，在實(shí)際工作中，我們無(wú)法實(shí)現(xiàn)對(duì)這種節(jié)點(diǎn)的測(cè)量。同時(shí)，許多SPICE宏模型上的這種內(nèi)部節(jié)點(diǎn)接入，也并非易事。對(duì)1/β進(jìn)行分析（相對(duì)于VOA），已涵蓋了Ro、Riso、CL、CF以及RF 的影響。如果未采用Zo外部模型，SPICE中的最終穩(wěn)定性仿真就無(wú)法標(biāo)繪出1/β的曲線；但是，如果采用Zo外部模型，則可標(biāo)繪出環(huán)路增益的曲線以確認(rèn)我們分析的正確性。 首先，我們要分析如圖10.10所示的FB#1。請(qǐng)注意，由于我們只分析FB#1，所以CF可視為處于開(kāi)路狀態(tài)。接下來(lái)，我們將分析FB#2。然后，通過(guò)采用疊加的方法，將兩條反饋通道合并在一起，求取最終的1/β。分析結(jié)果如圖上所示，有關(guān)的公式推導(dǎo)和具體細(xì)節(jié)，請(qǐng)參閱下一張圖（圖10.11）。我們發(fā)現(xiàn)，當(dāng)fzx=183.57Hz時(shí)，F(xiàn)B#1 1/β曲線的增益為零。低頻1/β值為1。如欲獲得該增益，那么低頻1/β值應(yīng)大于1。
圖 10.10 FB#1分析：發(fā)射極跟隨器
圖 10.11 FB#1 1/β公式的推導(dǎo)：發(fā)射極跟隨器 FB#1β的公式推導(dǎo)如圖10.11左側(cè)所示。由于1/β是β的倒數(shù)，所以FB#1 1/β的計(jì)算結(jié)果可以輕而易舉的被推導(dǎo)出來(lái)，具體推導(dǎo)過(guò)程，請(qǐng)參閱圖10.11右側(cè)。從圖中我們還發(fā)現(xiàn)，在β推導(dǎo)過(guò)程中的pole, fpx變成了1/β推導(dǎo)過(guò)程中的 zero, fzx。我們將采用如圖10.12所示的電路來(lái)開(kāi)展AC分析：通過(guò)Tina SPICE，求取FB#1的1/β，OPA177的Aol以及只采用FB#1電路的環(huán)路增益。正因?yàn)槿绱耍晕覀儗F從圖中除去。
圖 10.12 FB#1 AC電路分析：發(fā)射極跟隨器 FB#1 1/β的結(jié)果標(biāo)示在圖10.13中的OPA177 Aol曲線上。在環(huán)路增益為零的fcl處，我們發(fā)現(xiàn)，接近速率為 40dB/decade：[（Aol曲線上的–20dB/decade） – （FB#1 1/β曲線上的+20dB/decade ）= – 40dB/decade 接近速率）]接近速率的經(jīng)驗(yàn)數(shù)據(jù)表明了存在的不穩(wěn)定性。我們對(duì)FB#1的分析是基于zero、fzx = 183.57Hz，低頻1/β = 1的情況。從圖10.13中可以看出，我們的一階分析準(zhǔn)確地推算出了FB#1 1/β的數(shù)值。
圖 10.13 FB#1 1/β曲線圖：發(fā)射極跟隨器 從圖10.14中我們發(fā)現(xiàn)，只配置FB#1的電路環(huán)路增益分析顯示，在環(huán)路增益為零的fcl處，相位裕度接近零。這樣，就明確證實(shí)了電路的不穩(wěn)定性。通過(guò)檢測(cè)圖10.13中Aol曲線上的FB#1 1/β曲線，可推算出環(huán)路增益曲線上的極點(diǎn)和零點(diǎn)。
圖 10.14 FB#1環(huán)路增益分析：發(fā)射極跟隨器
圖 10.15 FB#1瞬態(tài)穩(wěn)定性測(cè)試電路：發(fā)射極跟隨器 如果我們有任何疑問(wèn)，或如果只采用FB#1構(gòu)建參考緩沖電路，此時(shí)，我們可運(yùn)用如圖10.15中的電路，進(jìn)行實(shí)際的瞬態(tài)穩(wěn)定性測(cè)試。 圖10.16中的瞬態(tài)穩(wěn)定性測(cè)試結(jié)果同時(shí)與Aol曲線上的1/β值和環(huán)路增益曲線一致，因此，證明了只采用FB#1構(gòu)建參考緩沖電路，將導(dǎo)致電路運(yùn)行的不穩(wěn)定性。
圖 10.16 FB#1 瞬態(tài)穩(wěn)定性測(cè)試：發(fā)射極跟隨器 現(xiàn)在，我們必須弄清楚如何生成一款解決方案，以保證電容性負(fù)載參考緩沖電路的穩(wěn)定性。此時(shí)，我們進(jìn)一步了解了如圖10.17所示的Aol曲線和FB#1 1/β曲線。如果我們添加如圖10.17所示的FB#2 1/β曲線，我們則會(huì)看到一條最終的1/β曲線，這樣，根據(jù)fcl處的接近速率以往的穩(wěn)定性經(jīng)驗(yàn)，我們可以推斷電路的運(yùn)行也將是穩(wěn)定的。 另外，我們將促使fpc低于1/β曲線中的fzx一個(gè)decade，以確保當(dāng)頻率低于fcl時(shí)，相位裕度優(yōu)于45度。上述工作通過(guò)調(diào)整1/β FB#2的高頻部分，使其比FB#1低頻1/β高出+10dB。然后，設(shè)置fza，使其至少低于fpc一個(gè)decade，以確保當(dāng)實(shí)際應(yīng)用中進(jìn)行參數(shù)變化時(shí)，能夠避免BIG NOT。通過(guò)觀察，我們發(fā)現(xiàn)，最終的1/β曲線是在FB#1 1/β曲線和FB#2 1/β曲線中選擇最小數(shù)值的1/β通道而形成的。 務(wù)必請(qǐng)記住，在雙反饋通道中，從運(yùn)算放大器輸出端至負(fù)極輸入端的最大電壓反饋將主導(dǎo)著整個(gè)反饋電路。最大的反饋電壓意味著β值最大或者是1/β值最小。圖10.18向我們展示了這種關(guān)鍵的推算技巧。 最后，在FB#2取得支配地位之前，預(yù)計(jì)Vout/Vin的傳輸函數(shù)將隨著FB#1的變化而變化。此時(shí)，Vout/Vin將會(huì)衰減至–20dB/decade，直至FB#2與Aol曲線相交，然后，將隨著Aol曲線下降。
圖 10.17 FB#2圖解分析：發(fā)射極跟隨器
圖 10.18：雙通道反饋、疊加以及1/β：發(fā)射極跟隨器 圖10.18告訴我們，當(dāng)整個(gè)運(yùn)算放大器電路采用雙通道反饋電路時(shí)，最大的β值電路將居支配地位。一個(gè)很明顯的例子就是，如果有兩個(gè)人對(duì)著您的同一只耳朵講話，您會(huì)更易于聽(tīng)到哪個(gè)人的講話？當(dāng)然是嗓門最大的那個(gè)人！同樣的道理，運(yùn)算放大器也將會(huì)“聽(tīng)到”β值最大或1/β值最小的反饋電路。運(yùn)算放大器察覺(jué)到最終的1/β曲線將是在各種FB#1 1/β或FB#2 1/β頻率時(shí)，頻率較低的那一條曲線。 . 如圖10.19所示，里面會(huì)有一些主要的假設(shè)。我們將這些假設(shè)運(yùn)用于幾乎所有的具有雙通道反饋的RISO電路中。首先，我們假設(shè)CL>10* CF，這也就是說(shuō)，在高頻率時(shí)，CL早在CF短路前短路。因此，我們將短路CL以排除FB#1，從而便于單獨(dú)分析 FB#2。另外，我們假設(shè)RF>10*Riso，這意味著作為Riso的負(fù)載，該RF幾乎完全失效。從圖10.19和圖10.20中具體的公式推導(dǎo)，我們可以看出，當(dāng)zero, fza = 19.41Hz（由RF和CF產(chǎn)生）時(shí)，F(xiàn)B#2在原點(diǎn)擁有一個(gè)極點(diǎn)。由于在高頻時(shí)，CF 和 CL 同時(shí)處于短路狀態(tài)，所以FB#2高頻1/β部分即為Ro+Riso 與 Riso 之間的比值。FB#2 1/β的公式推導(dǎo)請(qǐng)參閱下一張圖（圖10.20），有關(guān)計(jì)算結(jié)果請(qǐng)參閱下圖。FB#2高頻1/β設(shè)置為3.25dB或10.24dB、原點(diǎn)擁有一個(gè)極點(diǎn)以及當(dāng)頻率為19.41Hz時(shí)的零點(diǎn)。
圖 10.19 FB#2分析：發(fā)射極跟隨器
圖 10.20 FB#2 1/β公式推導(dǎo)：發(fā)射極跟隨器 FB#2 β的公式推導(dǎo)如圖10.20左側(cè)所示。由于1/β是β的倒數(shù)，所以FB#1 1/β的計(jì)算結(jié)果可以輕而易舉的被推導(dǎo)出來(lái)，具體推導(dǎo)過(guò)程請(qǐng)參閱圖10.20右側(cè)。從圖中我們還發(fā)現(xiàn)，在β推導(dǎo)過(guò)程中的pole, fpa變成了1/β推導(dǎo)過(guò)程中的zero, fza。
圖 10.21 FB#2 AC電路分析：發(fā)射極跟隨器 |
