現(xiàn)在我們可以建立如圖7.16所示的、完整的射極跟隨器ZO曲線圖集。從圖7.16中我們可以看出,ZO由RO決定,RO對(duì)于放大器的單位增益帶寬而言是常數(shù),其會(huì)隨著負(fù)載電流的上升而下降。請(qǐng)注意,ZO是根據(jù)源極和漏極電流在輕負(fù)載條件下以及重負(fù)載條件下源極或漏極ZO無顯著差別的情況下得出的。在雙極性射極跟隨器放大器產(chǎn)品說明書中應(yīng)包含了這些重要的ZO曲線。 圖 7.16:完整的ZO曲線:雙極性射極跟隨器 雙極性射極跟隨器輸出放大器的ZO及容性負(fù)載 對(duì)于射極跟隨器輸出級(jí)的容性負(fù)載,我們將采用圖7.17中的模型。我們可以從產(chǎn)品說明書中查詢參數(shù),也可以通過測量放大器無容性負(fù)載下的Aol曲線獲得參數(shù)。在放大器的空載Aol曲線上,RO與CL相互作用形成第二個(gè)極點(diǎn)fp2。 圖 7.17:雙極性射極跟隨器ZO及容性負(fù)載 我們將在射極跟隨器雙極性放大器上施加許多不同的容性負(fù)載,并測出RO及CL相互作用形成的極點(diǎn)fp2。圖7.18中的電路使用LT作為DC短路器來建立DC工作點(diǎn)。LT對(duì)于任選的AC頻率實(shí)現(xiàn)開路,因而我們可以觀察到已修正的Aol曲線。CT對(duì)DC開路但對(duì)任何頻率的目標(biāo)AC短路,并且CT還起到將AC測試源VG與電路連接的作用。通過檢驗(yàn)我們發(fā)現(xiàn) Aol = VOA / VM。 圖 7.18:用于測量修正Aol曲線的Tina SPICE電路 圖7.19顯示了多種不同容性負(fù)載情況下的最終修正Aol曲線。 圖 7.19:不同CL值的修正Aol曲線 圖7.20詳細(xì)描述了RO及CL引起的fp2極點(diǎn)在修正Aol曲線中的預(yù)測位置。圖中還顯示了對(duì)應(yīng)于每個(gè)fp2的實(shí)際的Tina SPICE測量位置。由于采用了穩(wěn)定的綜合技術(shù),Tina SPICE測量的fp2實(shí)際值與我們的預(yù)測值并無顯著差異。 圖 7.20:不同CL的fp2位置:預(yù)測值及實(shí)際值 雙極性射極跟隨器輸出放大器ZO的總結(jié) 圖7.21匯總了雙極性射極跟隨器放大器ZO的關(guān)鍵參數(shù)。在放大器的單位增益帶寬范圍內(nèi),ZO由RO決定,且相對(duì)頻率而言為常數(shù)。當(dāng)DC輸出負(fù)載電流增加時(shí),RO降低并與IOUT成反比。容性負(fù)載、CL與RO相互作用以在原先的放大器Aol曲線上形成第二個(gè)極點(diǎn)fp2。我們可以使用修正Aol曲線,來綜合考慮適當(dāng)?shù)拈]環(huán)補(bǔ)償值以獲得更好的穩(wěn)定性。RO會(huì)隨過程與溫度的變化而相應(yīng)發(fā)生變化。對(duì)應(yīng)于過程及溫度變化的經(jīng)驗(yàn)法則是0.65* ROtyp (-55C) ~ 1.5* ROtyp (125C),其中ROtyp為25C時(shí)的RO典型值。我們業(yè)已開發(fā)的經(jīng)驗(yàn)法則不總是適用于雙極性射極跟隨器放大器的開環(huán)輸出阻抗。可從放大器制造商處獲得最完整和最精確的ZO數(shù)據(jù),經(jīng)測量也能獲得。 圖 7.21:雙極性射極跟隨器ZO的總結(jié) CMOS RRO(軌至軌輸出)放大器的ZO 圖7.22顯示了典型的CMOS RRO放大器拓?fù)洹4祟愝敵黾?jí)中,RO(小信號(hào)、開環(huán)輸出電阻)通常是ZO(小信號(hào)、開環(huán)輸出阻抗)的主要組成部分。RO與大多數(shù)DC負(fù)載電流成反比。然而在輕負(fù)載電流情況下,RO與DC負(fù)載電流成正比。在中低頻區(qū)域,ZO通常呈現(xiàn)為容性。由于RL(輸出端的阻性負(fù)載)與ZO容性部分相互作用,因而放大器Aol曲線在低頻區(qū)域?qū)⑹艿接绊憽?br /> 圖 7.22:典型的 CMOS RRO 放大器 圖7.23以CMOS RRO放大器為例列出了相關(guān)參數(shù)。OPA348也是一種RRI(軌至軌輸入)放大器。CMOS RRIO(軌至軌輸入/輸出)拓?fù)淅硐脒m用于具有以下特性的單電源應(yīng)用:輸入和輸出軌上的擺幅很小、極低的靜態(tài)電流以及極低的輸入偏置電流。其噪聲通常比雙極性射極跟隨器放大器要高得多。 圖 7.23:示例參數(shù):CMOS RRIO放大器 圖7.24是我們針對(duì)典型CMOS RRO放大器繪制的簡化模型,該放大器使用可控制電流源GM2的電壓輸出差分前端GM2驅(qū)動(dòng)RO,從而產(chǎn)生可控制輸出電流源GMO的電壓。電容CO反饋至RO、GM2結(jié)點(diǎn)。從這個(gè)簡化模型可以看出,在高頻段ZO = RO。當(dāng)頻率從高頻向中、低頻變化時(shí),我們將看到CO產(chǎn)生的作用,ZO也因此呈現(xiàn)容性。 圖 7.24:簡化模型:CMOS RRO放大器 如圖7.25所示,對(duì)于大多數(shù)CMOS RRO放大器而言,放大器輸出端無負(fù)載時(shí),輸出級(jí)的AB類偏置電流約為整個(gè)放大器靜態(tài)電流的½。在高頻段ZO = RO。RO與gm(MOSFET 的電流轉(zhuǎn)換率)成正比。但是MOSFET的gm與ID(漏極電流)的平方根成反比。 圖 7.25:ZO定義:CMOS RRO放大器 圖7.26詳細(xì)描述了CMOS RRO RO模型,其由半推 (QP) 拉 (QM) 輸出MOSFET的電流控制電阻器組成。每個(gè)電流控制電阻器RPip及RMim 與相應(yīng)MOSFET上的漏極電流的平方根成正比。當(dāng)回饋至放大器的輸出端時(shí),兩個(gè)電流控制電阻器并聯(lián),相應(yīng)的值為RO。這些電阻器的并聯(lián)方程可以建立一個(gè)數(shù)學(xué)方程,通過該方程意外地得出了一個(gè)傳輸函數(shù)。當(dāng)IOUT小幅增大時(shí),RO將持續(xù)增大直至其中一個(gè)輸出MOSFET完全關(guān)閉并且退出A-B類模式。 圖 7.26:RO模型:CMOS RRO放大器 圖7.27中的計(jì)算示例顯示出RO與IOUT小幅變化值之間的特有關(guān)系。在A-B類偏置模式下,流過兩個(gè)器件的QP及QM的電流均為22uA時(shí),RO等于200Ω。Im增大表示IOUT流入放大器輸出端的電流也在增大,QP接收的電流逐漸減小直至當(dāng)Im = 44μA時(shí)完全關(guān)閉。此時(shí),RO為最大值 (RO Max = 282.25Ω )。IOUT電流增大則RO將會(huì)減小。 圖 7.27:RO增大/減小參數(shù)實(shí)例 我們已經(jīng)選擇了OPA348、CMOS RRIO放大器來研究CMOS RRO ZO。該器件具有非常精確的SPICE宏模型,其ZO參數(shù)通過了實(shí)驗(yàn)室測評(píng)。通過Tina SPICE能方便地查看ZO參數(shù)。在第一個(gè)ZO測量中我們將使用最大負(fù)載電10mA。請(qǐng)注意:圖7.28所示的測試電路中,電流計(jì) IOUT 的作用是確保將IOUT的DC值精確控制在10mA。簡單地將V1除以RL不能完全解決放大器輸入補(bǔ)償電壓的參數(shù)問題,這可能會(huì)導(dǎo)致意外誤差。 圖 7.28:ZO、重負(fù)載、IOUT = +10mA IOUT等于10mA時(shí)的ZO AC圖中包含一個(gè)34.79Ω的高頻RO元件。ZO在低于10kHz的頻段明顯呈現(xiàn)容性。我們推測RO的輸出電流最低,原因是QM完全關(guān)閉且所有的輸出級(jí)電流都流過QP。 圖 7.29:ZO AC圖、重負(fù)載IOUT = +10mA 圖7.30中的重負(fù)載RO模型說明:RO的輸出電流最低,原因是QM完全關(guān)閉且所有的輸出級(jí)電流都流過QP。 圖 7.30:重負(fù)載RO模型 我們將使用圖7.31中的電路計(jì)算空載ZO曲線。根據(jù)IQ與IAB關(guān)系的經(jīng)驗(yàn)法則,OPA348中IQ=45μA,所以IAB=22.5μA。483.65fA的誤差電流對(duì)空載ZO曲線不會(huì)有顯著的影響。 圖 7.31:ZO、無負(fù)載IOUT = 0mA 如圖7.32所示,IOUT等于0mA時(shí)的ZO包含一個(gè)196.75Ω的高頻RO元件。ZO在低于3kHz的頻段明顯呈現(xiàn)容性。 圖 7.32:ZO AC圖、無負(fù)載IOUT = 0mA 圖7.33中的空載RO模型表明,OPA348中的輸出QP及QM對(duì)RO具有相同的影響。圖中同時(shí)假定A-B類偏置電流為22.5μA。 圖 7.33:無負(fù)載RO模型 |