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作者：Tim Green，德州儀器Burr-Brown產(chǎn)品線線性應(yīng)用工程經(jīng)理 在寫“保持容性負(fù)載穩(wěn)定的六種方法”部分時(shí)發(fā)生了一件有趣的事情。我們選擇了具有“軌至軌”輸出的CMOS運(yùn)算放大器并測量了ROUT，但在高頻區(qū)域沒有環(huán)路增益，因而無法確定RO。根據(jù)RO測量結(jié)果，我們預(yù)測了在1μF容性負(fù)載情況下放大器“Aol修正曲線圖”中第二個(gè)極點(diǎn)的位置。令我們大吃一驚的是，Tina SPICE仿真在“Aol 修正”曲線圖進(jìn)行x5處理時(shí)關(guān)閉了！基于先前的第一輪分析結(jié)果，這個(gè)錯(cuò)誤完全超出了可以接受的限度，因而我們對(duì)放大器輸出阻抗進(jìn)行了仔細(xì)研究。 本系列刊文的第7部分，即本部分將針對(duì)兩種最常用于小信號(hào)放大器的輸出拓?fù)渲攸c(diǎn)討論放大器的開環(huán)輸出阻抗ZO。對(duì)于傳統(tǒng)的雙極性射極跟隨器 (bipolar emitter-follower) 而言，放大器輸出級(jí)ZO性能良好，并且在整個(gè)放大器的單位增益帶寬范圍內(nèi)主要呈現(xiàn)為阻性 (RO)。然而，對(duì)于許多CMOS軌至軌輸出放大器而言，在該放大器的單位增益帶寬范圍內(nèi)，ZO同時(shí)呈現(xiàn)容性和阻性。本文并不針對(duì)“全NPN輸出”的雙極性技術(shù) (bipolar topology) 進(jìn)行分析，其最常用于功率運(yùn)算放大器，一種能夠提供從50mA至超過10A電流的、在線性區(qū)域工作的放大器。 具備豐富的輸出阻抗知識(shí)非常重要，將有助于正確預(yù)測“Aol 修正圖”，同時(shí)也是網(wǎng)絡(luò)綜合技術(shù)中用于穩(wěn)定放大器電路的基本工具。 雙極性射極跟隨器輸出放大器的ZO 圖7.1顯示了射極跟隨器拓?fù)涞牡湫碗p極性輸出級(jí)。在此類型的輸出級(jí)中，RO（小信號(hào)、開環(huán)輸出電阻）通常是ZO（小信號(hào)、開環(huán)輸出阻抗）的主要組成部分。對(duì)于既定的DC電流負(fù)載，RO一般為常數(shù)。我們先分析一些射極跟隨器RO的經(jīng)驗(yàn)法則，然后借助這些法則來預(yù)測不同DC 輸出電流值對(duì)應(yīng)的RO。我們最后將用Tina SPICE仿真程序來檢驗(yàn)預(yù)測值是否正確。 
圖 7.1：OPA542的關(guān)鍵參數(shù) —— 典型射極跟隨器、雙極性輸出放大器 圖7.2顯示了典型射極跟隨器、雙極性輸出放大器的參數(shù)。當(dāng)輸入偏置電流為nA級(jí)（如10nA）時(shí)，采用這種拓?fù)涞钠骷軌驅(qū)崿F(xiàn)極低的噪聲與偏移輸入?yún)?shù)等優(yōu)異特性。某些雙極性放大器在輸入級(jí)中采用JFET使輸入偏置電流降低至很低的pA級(jí)。該常用模式的輸入級(jí)范圍一般是兩個(gè)電源均為2V左右。輸出電壓擺幅通常被限制在任一電源軌電壓的2V范圍內(nèi)或稍高，采用雙電源（如+/-5V ～ +/-15V）的放大器通�？色@得最佳性能。
圖 7.2：示例參數(shù)：射極跟隨器、雙極性輸出放大器 高級(jí)射極跟隨器、雙極性放大器的簡化模型采用兩個(gè)GM（電流增益）級(jí)，其后跟隨了一個(gè)晶體管電壓輸出器輸出級(jí)，如圖7.3所示。開環(huán)輸出阻抗ZO主要由RO決定，對(duì)于該放大器的單位增益帶寬而言是常數(shù)。
圖 7.3：兩級(jí)簡化模型：射極跟隨器、雙極性輸出放大器 對(duì)于大多數(shù)放大器而言，放大器輸出端空載時(shí)，輸出級(jí)的 AB 類偏置電流約為整個(gè)放大器靜態(tài)電流的½。雙極晶體管的RO與1/gm成正比，其中g(shù)m為晶體管的電流傳輸比 (current transfer ratio) 或電流增益。由于gm與集電極電流 IC成正比，因而RO與IC成反比。當(dāng)IC從空載輸出電流向滿負(fù)載輸出電流增加時(shí)，RO 將會(huì)降低。這可能會(huì)使人有這樣的推測，即當(dāng)輸入電流高到一定極限時(shí)RO將為零。然而，由于晶體管的物理特性、內(nèi)部驅(qū)動(dòng)以及偏置排列 (bias arrangement) 等原因，上述推測不成立。我們將測量最高可用負(fù)載電流下的RO值，并把它定義為RX。然后測量空載電流下的RO值，并得出給定放大器電路的常數(shù)KZ，該常數(shù)可用于預(yù)測任何負(fù)載電流下的RO變化情況。從圖7.4中，我們可清楚了解，如何用射極跟隨器的輸出項(xiàng)描述從前端gm級(jí)到放大器輸出引腳之間的路徑。
圖7.4：ZO定義：射極跟隨器、雙極性輸出放大器 圖7.5詳細(xì)描述了常數(shù)為 RX 的射極跟隨器ZO模型，測量環(huán)境為：滿負(fù)載電流、傳輸函數(shù)為KZ / IC的串聯(lián)式電流控制電阻器。由于器件具有推（PNP晶體管）和拉（NPN晶體管）輸出級(jí)，所以ZO模型包括每個(gè)輸出級(jí)的等價(jià)RO模型。回饋至輸出引腳的有效小信號(hào)AC輸出阻抗等于推輸出級(jí)與拉輸出級(jí)阻抗的并聯(lián)組合。對(duì)于ZO小信號(hào)AC模型而言，VCC及VEE兩個(gè)電源均對(duì)AC短路。
圖7.5：ZO模型：射極跟隨器、雙極性輸出放大器 并不是放大器的所有SPICE宏模型都相同。要研究輸出阻抗ZO的所有仿真，必須在使用真實(shí)器件正確建立輸出模型的宏模型上完成，以及需要相匹配的A-B類偏置電路對(duì)真實(shí)器件進(jìn)行精確建模。我們通常無法判斷制造商提供的模型是否完備。在過去4年中，Analog & RF Models ( http://www.home.earthlink.net/%7Ewksands/ ) 公司的W. K. Sands為德州儀器 (TI) Burr-Brown產(chǎn)品部開發(fā)的高精度放大器創(chuàng)建了大部分SPICE模型。如上所示，這些放大器SPICE模型極致詮釋了真實(shí)的硅芯片放大器，其中包含了詳細(xì)的功能列表，如輸出級(jí)的正確建模以及AB類偏置電路等。參見圖7.6。
圖7.6：并非所有的SPICE放大器模型都相等！ 由于我們無法找到具有精確A-B類偏置及真實(shí)晶體管輸出的雙極性射極跟隨器放大器宏模型，來進(jìn)行真實(shí)環(huán)境下的準(zhǔn)確性能分析，所以我們自建了測評(píng)模型。在這里，我們可以看到一個(gè)由開環(huán)增益為160dB (x100E6) 的壓控電壓源實(shí)施的理想前端。輸出晶體管QP及QM位于簡化的 A-B 類偏置電路中。我們將放大器的最大輸出電流設(shè)為27mA。因此，若需找出 RO 參數(shù) RX，我們就要采用+27mA的負(fù)載電流進(jìn)行測試。通過使用“輸入電阻”RL及“反饋”電感 LF，可以在Tina SPICE中輕松建立簡單的ZO測試電路。如圖7.7所示。我們可以將DC環(huán)境下的電感器視為短路，而RL 上施加了電壓VDC，形成了如下所示的DC負(fù)載電流。憑借理想的1T-Henry(1E12 Henry) 電感器，我們可以實(shí)現(xiàn)DC閉環(huán)路徑，以使SPICE能夠找到工作點(diǎn) (operating point)，但對(duì)于任何目標(biāo)AC頻率則為開路�，F(xiàn)在，如果我們用1A的AC電流源Itest來激勵(lì)電路，則經(jīng)過dB數(shù)學(xué)轉(zhuǎn)換后VOUT成為ZO。請(qǐng)注意，在這種重負(fù)載情況下，IOUT=+27mA，即QM（實(shí)際處于“關(guān)閉”狀態(tài)）和QP（處于“開啟”狀態(tài)）決定了輸出阻抗。
圖7.7：ZO、重負(fù)載 IOUT = +27mA 圖7.7顯示了雙極性射極跟隨器輸出放大器在當(dāng)IOUT = +27mA時(shí)ZO的測量結(jié)果。SPICE的初始結(jié)果將繪制在“線性 dB”區(qū)域。如果我們對(duì) y 坐標(biāo)軸取“對(duì)數(shù)”，則會(huì)直接產(chǎn)生ZO的歐姆值。y坐標(biāo)軸上的對(duì)數(shù)標(biāo)尺對(duì)我們查看其他頻率帶寬不為常數(shù)（如 CMOS RRO）的ZO圖很有幫助。
圖 7.8：ZO AC 圖、重負(fù)載 IOUT = +27Ma 圖7.9顯示了IOUT = +27mA時(shí)的大等效負(fù)載ZO模型。RX的測量值為6.39Ω。我們假定，使用的QP及QM輸出晶體管性能接近，并因此賦予這兩個(gè)輸出晶體管相同的RX值。如有需要，我們可以重新進(jìn)行分析并測量IOUT =-27mA 時(shí)的RX值。結(jié)果將會(huì)非常接近，以致可以忽略其中的差別。根據(jù)此模型，我們可以假定RMim為高阻抗，不會(huì)干擾RO的測量。此外，我們假定RPip比RX小得多。
圖7.9：重負(fù)載ZO模型 圖7.10詳細(xì)描述了A-B類偏置射極跟隨器的無輸出負(fù)載環(huán)境。我們將A-B類偏置電流IAB設(shè)為1.08mA。對(duì)于無輸出負(fù)載的情況，兩個(gè)輸出晶體管QP及QM均處于開啟狀態(tài)且對(duì)ZO產(chǎn)生的影響相同。
圖 7.10：ZO、空載 IOUT = 0mA 如圖7.11所示，空載ZO的測量值為14.8Ω。憑借這些信息以及ZO的重負(fù)載值（由RX推算），我們通過計(jì)算常數(shù)KZ可以完成對(duì)小信號(hào)ZO的建模。
圖7.11：ZO AC圖、空載IOUT = 0mA 在圖7.12中，我們使用空載條件下的射極跟隨器ZO模型。我們使用重負(fù)載條件下得到的結(jié)果并為RX填入相應(yīng)值�，F(xiàn)在，我們需要求出空載條件ZO的KZ值，并假定兩個(gè)輸出晶體管QP及QM的參數(shù)相近。詳細(xì)的推導(dǎo)過程如上圖所示，我們發(fā)現(xiàn)KZ值為0.0250668。
圖 7.12：空載 ZO 模型 現(xiàn)在，讓我們測試射極跟隨器ZO模型。我們將使用QP提供的約為2倍IAB大小的 DC 電流，即A-B類偏置電流的兩倍。這樣就得關(guān)閉QM，并迫使QP的RO成為ZO的主要部分。從圖7.13可以看出這基本是正確的。這也恰當(dāng)?shù)亟忉屃薃-B類偏置方案在真實(shí)環(huán)境中是如何發(fā)揮作用的。我們了解到，當(dāng)負(fù)載電流呈正增長時(shí)，所有A-B類偏置電流開始向正輸出晶體管QP偏移。當(dāng)負(fù)載電流變?yōu)樨?fù)值時(shí)，全部A-B類偏置電流開始向QM偏移，直至QP在負(fù)的重負(fù)載電流作用下完全關(guān)閉。
圖 7.13：ZO、輕負(fù)載 IOUT = +2xIAB (2.16mA) 圖7.14顯示了射極跟隨器輕負(fù)載ZO模型。使用已知的RX及KZ值，我們可以計(jì)算出需要的等價(jià)ZO值，然后采用下圖結(jié)果運(yùn)行Tina SPICE仿真。我們計(jì)算得出輕負(fù)載下ZO值為13.2326Ω，而SPICE的測量結(jié)果為12.85Ω。兩個(gè)結(jié)果非常相近，適用于各種相關(guān)分析。如果投入時(shí)間研究，我們會(huì)發(fā)現(xiàn)QP及QM的參數(shù)不完全一樣。
圖 7.14：輕負(fù)載 ZO 模型 圖7.15中顯示了輕負(fù)載時(shí)ZO的Tina SPICE仿真結(jié)果。
圖 7.15：ZO AC 圖、輕負(fù)載 IOUT = +2.16mA |
