Tina SPICE 仿真證實了我們的 VOUT／VIN 及 VOA／VIN 一階分析結(jié)果（如圖 6.21 所示）。
圖 6.21：Tina SPICE － RISO 及 CL 的 VOUT／VIN 曲線圖 我們通過進行瞬態(tài)分析完成最終的穩(wěn)定性全面檢測，其結(jié)果與圖6.22中的測算值一致。通過VOA曲線、反饋點，若輸出為正則瞬態(tài)分析將測算出環(huán)路增益相位裕度約為60度，若為負值則測算大于45度（參見本系列第4部分）。SPICE 模型與實際的IC特性一致，我們可以看到負輸出級與正輸出級略有不同。然而，整體穩(wěn)定性是可靠的。
圖 6.22：Tina SPICE － RISO 及 CL 的 VOUT／VIN 瞬態(tài)分析 高增益及CF補償 用于穩(wěn)定可驅(qū)動容性負載的運算放大器的第二種方法是，采用高增益與反饋電容器CF。該拓撲如圖6.23所示。為了更好地理解該方法的工作原理，我們將繪制帶有第二個極點（由RO及CL形成）的“Aol修正”曲線圖。在1／β圖中，我們將在相對應(yīng)的頻率位置增加一個極點，該頻率位置將導(dǎo)致 1/β 曲線與閉合速率為 20dB/decade的Aol修正曲線相交。
圖 6.23：高增益及 CF 補償 用一階分析在Aol修正曲線中繪制第二個極點fp01（如圖6.24所示）。我們通過添加CF在1／β圖中增加了一個極點。請注意如何選擇fp1才能確保1／β曲線與Aol修正曲線在閉合速率為20dB／decade時相交。使用電容器CF作為運算放大器的反饋元件，1／β的最小值經(jīng)檢查為1 (0dB)，原因是CF對高頻短路且VOUT直接反饋到運算放大器的負輸入端。通過一階分析，我們可以測算出穩(wěn)定電路，而因為直接反饋至CL故VOUT／VIN傳遞函數(shù)無誤差。因為CF與RF的相互作用，我們測算的VOUT／VIN AC傳遞函數(shù)只有一個位于fp1 (8.84kHz) 處的下降單極點。該曲線將繼續(xù)以 -20dB／decade的閉合速度下降直至環(huán)路增益為零的fcl處，隨后VOUT／VIN將隨Aol修正曲線繼續(xù)下降。
圖 6.24：一階分析 － 高增益及 CF 圖6.25為用于高增益及CF環(huán)路測試的Tina SPICE電路。 同樣，斷開運算放大器負輸入端的環(huán)路有助于精確繪制Aol修正曲線。
圖 6.25：Tina SPICE － 高增益及 CF 環(huán)路 1／β及Aol修正曲線如圖6.26所示，兩個曲線與一階測算的第二個Aol極點fp（大致位于5.45kHz）及1／β極點fp1（大致位于8.84kHz）直接相關(guān)。請注意，1／β曲線從8.84kHz繼續(xù)以-20dB／decade的閉合速度下降直到與0dB點相交，隨后從0dB起保持平坦。
圖 6.26：Tina SPICE － 高增益及 CF 的 Aol 修正與 1／β 曲線圖 如圖6.27所示，環(huán)路增益穩(wěn)定性及相位裕度良好，從DC至fcl的相位大于45度，這正是我們所需要的。在fcl點的相位裕度為38.53 度。讓我們觀察一下閉環(huán)AC響應(yīng)及瞬態(tài)分析等情況，以確定該電路是否符合我們的要求。
圖 6.27：Tina SPICE － 高增益及 CF 環(huán)路增益 我們將采用圖6.28中的Tina SPICE電路來進行VOUT／VIN測試。
圖 6.28：Tina SPICE － 高增益及 CF 的 VOUT／VIN 電路 VOUT／VIN AC傳遞函數(shù)是我們用一階分析法測算出來的，如圖6.29所示。下降單極點大致位于10kHz 處，VOUT ／VIN以-40dB／decade的閉合速度下降，到100Khz 點（此處的環(huán)路增益為零）后， VOUT／VIN隨Aol修正曲線繼續(xù)下降。在100kHz附近有一小段平坦區(qū)域，可根據(jù)具有過渡區(qū)域的Aol修正曲線圖上的實際1／Beta曲線測算出本區(qū)域的位置。
圖 6.29：Tina SPICE － 高增益及 CF 的VOUT／VIN 曲線 Tina SPICE瞬態(tài)VOUT／VIN分析（如圖6.30 ）顯示了無任何過沖或振鈴 (ringing) 的穩(wěn)定電路。
圖 6.30：Tina SPICE － 高增益及 CF 瞬態(tài)分析 噪聲增益補償 對于穩(wěn)定驅(qū)動容性負載的運算放大器而言，我們采用的第三種方法是噪聲增益。該拓撲如圖6.31所示。通過繪制由RO及CL形成的第二個極點的“Aol修正”曲線，我們可以了解該方法的工作原理。我們在1／β曲線上增加一個極點和零點，這樣來提高高頻段的1／β增益，使其超過Aol修正曲線的第二個極點的位置。1／β曲線上增加的極點 fpn 的位置由Rn及Cn設(shè)定（如圖所示）。不需要計算零點fzn的位置，因為我們可以通過繪圖（從fpn點開始并以 20dB／decade 的閉合速度下降直至DC 1／β值）來確定。 因為該方法的確增加了運算放大器電路的整體噪聲增益，故稱為噪聲增益法。任何運算放大器的內(nèi)部噪聲（通常指的是輸入）會隨著1／β曲線頻率增益的增加而增加，并反映到輸出端。 對于反向噪聲增益 (Inverting Noise Gain) 配置而言，我們可將該拓撲看作加法放大器。這就很容易看出，VOUT／VIN就是RF／RI。Cn-Rn網(wǎng)絡(luò)接地的額外累加對輸出電壓沒有幫助，但卻因修正1／β曲線而限制了電路的整體帶寬。這凸顯了這樣一個事實：要提高運算放大器電路的穩(wěn)定性就必須以犧牲其帶寬為代價。 對于非反向噪聲增益 (Non-Inverting Noise Gain) 配置而言，必須確保輸入信號源阻抗Rs至少比Rn小10倍，才能保證由Rn來決定高頻1／β增益的設(shè)置。非反相輸入噪聲增益拓撲并不一定得出VOUT／VIN = 1+RF／RI。能得到一個推論就很不錯了。
圖 6.31：噪聲增益補償 從圖6.32中，我們推導(dǎo)出非反相輸入噪聲增益拓撲的VOUT／VIN AC傳遞函數(shù)。為了簡化分析，我們?yōu)镽n-Cn網(wǎng)絡(luò)指定一個單變量名Zn。使用疊加 (Superposition)（參見本系列第4部分）及標(biāo)準運算放大器增益理論，我們將運算放大器視作加法放大器就可以得出VOUT。結(jié)果是：對任何非反相輸入運算放大器配置而言，VOUT／VIN就等于1+RF／RI增益比率。然而Rn-Cn將影響1／β并降低VOUT／VIN的帶寬，還會增加電路的整體噪聲增益。
圖 6.32：非反相輸入噪聲增益補償推論 在圖6.33中，我們完成了噪聲增益示例的一階分析。首先創(chuàng)建Aol修正曲線。已知DC 1／β為10 (20dB)。為了與Aol修正曲線在20dB／decade閉合速度區(qū)段相交，我們需要將高頻 1／Beta 設(shè)置為 100 (40dB)。該值是由RF／Rn設(shè)定的。我們選擇將fpn設(shè)為比fcl小十倍頻程。在溫度、工作環(huán)境以及IC工藝發(fā)生變化時，這一選擇可以確保實現(xiàn)相應(yīng)的Aol移位。經(jīng)驗豐富的IC設(shè)計師告訴我，在工藝、溫度、工作環(huán)境等因素變化時，Aol的移位小于½的十倍頻程。而我更傾向于易于記住的、保守的十倍頻程經(jīng)驗法則。如果Aol修正曲線向左偏移一個十倍頻程，那么將造成40dB／decade的閉合速度，且出現(xiàn)不穩(wěn)定現(xiàn)象！！通過從fpn點繪制閉合速度為20dB／decade的斜線，直至該斜線與低頻1／β相交，我們就可以輕松得到如圖所示的fzn。對于在1／β曲線上配置極點與零點的許多十倍頻程經(jīng)驗法則，我們從各方面都覺得非常適合，因為這能實現(xiàn)良好的穩(wěn)定設(shè)計。VOUT／VIN從DC到環(huán)路增益為零的fcl點是平坦的。從fcl點開始，VOUT／VIN將隨著頻率的增加相應(yīng)跟隨Aol修正曲線下降。
圖 6.33：一階分析 － 噪聲增益補償 在圖6.34中使用Tina SPICE電路來繪制1／β、Aol修正曲線圖及環(huán)路增益圖以檢驗一階分析是否正確。如以前一樣，將環(huán)路在運算放大器的負輸入端斷開，以便繪制Aol修正曲線圖。
圖 6.34：Tina SPICE － 噪聲增益環(huán)路 Tina SPICE結(jié)果再次與我們的一階測算相符。圖6.35的Aol修正曲線包含第二個極點（大致位于55.45kHz處）。1／β曲線在低頻段為20dB，在高頻段為40dB，并包含一個位于1.94kHz左右的極點以及位于194Hz左右的零點。fcl約為20kHz，其閉合速度為20dB／decade。
圖 6.35：Tina SPICE － 噪聲增益Aol 修正及 1／β 曲線圖 圖6.36的環(huán)路增益曲線證實了在fcl處相位裕度為63.24度的電路是穩(wěn)定的。 在100Hz與1kHz之間有相位略低于45度的情況，但因數(shù)值較小可以不用考慮。
圖 6.36：Tina SPICE － 噪聲增益環(huán)路增益 圖6.37中的電路用于VOUT／VIN AC傳遞測試及瞬態(tài)測試。
圖 6.37：Tina SPICE － 噪聲增益的 VOUT／VIN 電路 圖6.38中的VOUT／VIN AC傳遞函數(shù)顯示其在響應(yīng)過程中幾乎未出現(xiàn)突峰情況。正如測算的一樣，我們在從～20kHz（在此處環(huán)路增益為零）到～50kHz（在此處Aol修正曲線再次以-40dB／decade的閉合速度突變）期間測算出了閉合速度為-20dB／decade的斜率。
圖 6.38：Tina SPICE － 噪聲增益 VOUT／VIN 在圖6.39中，根據(jù)微小的過沖及無下沖情況，瞬態(tài)VOUT／VIN測試的相位裕度與約60度的相位裕度相關(guān)聯(lián)（參見本系列第4部分對真實瞬態(tài)穩(wěn)定性測試及二階瞬態(tài)曲線的詳細解釋）。
圖 6.39：Tina SPICE － 噪聲增益的 VOUT／VIN 瞬態(tài)分析 本部分介紹了“保持容性負載穩(wěn)定的六種方法”中的三種，即RISO、高增益及CF以及噪聲增益。對于每種方法，我們都能夠針對可驅(qū)動容性負載的運算放大器進行穩(wěn)定電路的分析、合成及仿真。第7部分將介紹噪聲增益與CF以及輸出引腳補償方法。第8部分將介紹第六種方法，即具有雙通道反饋的RISO。 德州儀器 (TI) 的Burr-Brown產(chǎn)品部現(xiàn)已推出免費版本的Tina SPICE。其包含幾乎所有的Burr-Brown及TI運算放大器模型，并可在同一個電路中運行多達兩個運算放大器模型。如欲獲得Tina-TI SPICE的詳細信息，敬請登 陸網(wǎng)址： www.ti.com/tina-ti 參考文獻： 1．《直觀的運算放大器——從基本原理到實際應(yīng)用》修訂版，作者：Frederiksen、Thomas M.；紐約 McGraw- Hill 出版公司 1988 年版； 2．《Burr-Brown 運算放大器——設(shè)計與應(yīng)用》，編輯：Tobey、Graeme、Huelsman；紐約 McGraw-Hill 出版公司 1971 年版。 |
