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運(yùn)放穩(wěn)定性連載9:單電源緩沖器電路的實(shí)際設(shè)計(jì)(2)

發(fā)布時(shí)間:2012-7-31 16:41    發(fā)布者:eechina
關(guān)鍵詞: 運(yùn)放 , 運(yùn)算放大器
在圖5.16中,我們分析了緩沖器電路拓?fù)鋡/o補(bǔ)償原理,并給出了采用兩條反饋路徑的解決方案。我們的Aol曲線是取自廠商的數(shù)據(jù)資料(見圖5.15)。標(biāo)為“緩沖器拓?fù)鋡/o 補(bǔ)償”的曲線是我們的直流Beta 分析結(jié)果,我們用Tina SPICE 仿真來找出高頻極點(diǎn)。現(xiàn)在我們利用十倍頻程經(jīng)驗(yàn)法則來調(diào)整FB#1,這是我們緩沖電路中已有的反饋路徑。我們注意到,在fcl 處,我們想得到20dB/decade 的閉合速度。

從 -40dB 到0dB 的距離較大,因此我們每次用掉數(shù)量上的一個(gè)十倍頻程,這使我們得到如圖5.16 所示的階躍式上升,頻率上也是如此。一旦我們?cè)贔B#1 曲線上達(dá)到1MHz,由于晶體管電容的寄生效應(yīng),我們需要加入高頻極點(diǎn)(從1/Beta w/no 補(bǔ)償曲線)。我們對(duì)FB#1 進(jìn)行了所有能做的工作,但我們注意到它與Aol 曲線 以40dB/decade 的閉合速度相交。現(xiàn)在我們將增加第二條反饋路徑FB#2。如果我們能將它加入我們的緩沖電路中(如圖所示),則我們可以看到它將在頻率大于1MHz 時(shí)占優(yōu)勢(shì),且1/β 曲線和Aol 曲線將以20dB/decade 的閉合速度相交!!


圖5.16:1 階分析:Aol 與1/β 曲線

圖字:所期望的FB#2 1/β-、所期望的FB#1 1/β+、所期望的1/Beta 1/(β--β+)、1/Beta w/no 補(bǔ)償

如果我們將1/β 曲線轉(zhuǎn)化成β 曲線的話,我們將更容易將需的1/β 曲線綜合至器件中。正如我們?cè)诜答伃h(huán)路中“圍繞”緩沖器電路一樣, 我們可以更容易地知道在哪里增加所需的極點(diǎn)和零點(diǎn)。如圖5.17 所示,我們利用有關(guān)β 和1/β 互為倒數(shù)的知識(shí),可方便地畫出β 曲線。在 FB#2 中我們需要增加fZ3。而在FB#1 中我們則需要增加fz1、fp2 與fz2。由于晶體管T1 的寄生電容,fp0 已經(jīng)存在。


圖5.17:得自1/β+的β+曲線與得自1/β- 的β-曲線

當(dāng)我們看圖5.18時(shí),我們首先環(huán)顧FB#1周圍,找出在哪里我們可以方便的加入fz1、fp2及fz2。由于在我們以β+視圖沿著環(huán)路的行走過程中,fz1是一個(gè)極點(diǎn),因此我們可以方便的通過增加 C2來加入該點(diǎn),且可以利用已有的R1 來使用它。fp2作為β+視圖中的零點(diǎn),可以通過電阻R3與C2的串聯(lián)來加入。fz2作為β+視圖中的極點(diǎn),可以通過增加電容CL 與負(fù)載電阻RL 并聯(lián)來實(shí)現(xiàn)。事實(shí)上,CL起了雙重作用。除有助于提高回路的穩(wěn)定性外,它還作為阻性電橋負(fù)載的局部高頻旁路,這里用RL來表示。FB#2要求我們加入β-視圖中的極點(diǎn)fz3。這可通過增加反饋電容C1與輸入電阻R2 來實(shí)現(xiàn)。鑒于完整性,我們考慮是否要將RO 的影響包括進(jìn)來,RO是我們?cè)谟?jì)算β和1/ β時(shí)運(yùn)放的開環(huán)輸出電阻。對(duì)于OPA364,RO 為160Ω。對(duì)FB#2 來說,VOA是RO與T1基極輸入(它看起來是個(gè)大阻抗)的中點(diǎn)。對(duì)于FB#1,RO與R1串聯(lián),為500Ω,這對(duì)我們的一階分析來說并不會(huì)帶來很大的誤差。因此在此電路中,對(duì)于一階分析,我們可以忽略RO的影響,同時(shí)檢查與使用Tina SPICE仿真的結(jié)果是否相接近。


圖5.18:用于穩(wěn)定性的極點(diǎn)與零點(diǎn)綜合

圖字:
(β+曲線上的極點(diǎn))
(β+曲線上的零點(diǎn))
(β+曲線上的極點(diǎn))
(β-曲線上的極點(diǎn))
從我們的環(huán)路穩(wěn)定性技巧和經(jīng)驗(yàn)可得:
考慮FB#1(β+)和FB#2(β-),在我們所預(yù)計(jì)的1/β 斷點(diǎn)處增加極點(diǎn)與零點(diǎn),這通常在β+和β-曲線上較容易現(xiàn)。
請(qǐng)記住:VFB越小→β越小→1/β越大

CMOS 放大器與Aol 注意點(diǎn):

一個(gè)關(guān)于Aol 和CMOS 的注意點(diǎn)。隨著CMOS 放大器輸出負(fù)載的增加(負(fù)載阻值變小),Aol 曲線的直流部分在數(shù)值上減小。對(duì)如圖 5.19 所示的OPA364 電路,我們看到VOUT 上有一個(gè)2MΩ的負(fù)載。圖5.20 給出了用這個(gè)負(fù)載時(shí),對(duì)Aol 曲線的Tina SPICE 仿真結(jié)果。我們注意到圖5.20 中的直流Aol 值在10Hz 時(shí)擴(kuò)大到大約118dB,這與圖5.15 中的數(shù)據(jù)資料Aol 曲線不相符。


圖5.19:OPA364 Aol 測試電路w/Load = 2MΩ


圖5.20:OPA364 Aol w/Load = 2MΩ

圖5.21所示電路在OPA364 的輸出上加了10kΩ 的負(fù)載。這是在OPA364 數(shù)據(jù)資料Aol 曲線中給定的。我們對(duì)負(fù)載為10kΩ 的OPA364(圖5.22)所進(jìn)行的Tina SPICE 仿真結(jié)果與數(shù)據(jù)資料Aol 曲線相符。因此,在單電源緩沖器Tina SPICE 分析中,所給出的未加負(fù)載的OPA364 Aol 曲線也是正確的。因此這個(gè)OPA364 SPICE 模型準(zhǔn)確地模擬了OPA364 CMOS 放大器在實(shí)際電路中的行為,即低頻情況下輸出負(fù)載改變時(shí)Aol 的變化。


圖5.21:OPA364 Aol 測試電路w/Load = 10KΩ(數(shù)據(jù)資料Aol 曲線)


圖5.22:OPA364 Aol w/Load = 10kΩ(數(shù)據(jù)資料Aol 曲線)

圖字:OPA364 Aol 曲線、數(shù)據(jù)資料負(fù)載、Load=10kΩ、增益、頻率

最終緩沖器分析:

現(xiàn)在我們將用如圖5.23 所示電路來對(duì)我們的補(bǔ)償緩沖放大器電路進(jìn)行Tina SPICE 分析。通過一個(gè)Tina SPICE交流分析運(yùn)算,我們能得到圖5.23 列出的公式所表示的所有感興趣曲線。


圖5.23:完整交流分析電路

在圖5.24中,我們可以看到OPA364 Aol曲線和1/β+曲線及1/β-曲線。請(qǐng)注意,正如我們所預(yù)計(jì)的,在任何給定頻率下,1/β 曲線的增益比1/β+曲線及1/β-曲線都要低。同樣需注意的是,與我們的一階分析相比,這些Tina SPICE 仿真曲線與我們所預(yù)計(jì)結(jié)果的相符!


圖5.24:Aol、1/β+、1/β- 與1/β 曲線

那么,如果想對(duì)我們的穩(wěn)定性畫面進(jìn)行仔細(xì)查看的話,我們可以使用從Tina SPICE 得到的環(huán)路增益幅度和相位曲線(見圖5.25),從而可詳細(xì)地查看我們?cè)诰C合一個(gè)穩(wěn)定的統(tǒng)一增益緩沖電路中的工作。我們的一個(gè)目的是避免相位余量在頻率小于fcl 時(shí)降低到45 度以下。我們的結(jié)果不錯(cuò),但在300kHz 附近稍微下降到了45 度以下,從那以后相位余量上升直至超出頻率范圍。


圖5.25:環(huán)路增益 (Aolβ) 幅度與相位曲線

圖5.26 所示電路將被用來預(yù)測及仿真VOUT/VIN 的交流閉環(huán)傳輸函數(shù)。


圖5.26:VOUT/VIN 交流響應(yīng)電路

圖字:VOUT/VIN交流響應(yīng):VOUT/VG1

在我們的一階分析曲線Aol、1/β+、1/β -及1/β曲線中,我們將增加一條預(yù)計(jì)的VOUT/VIN曲線以用于閉環(huán)交流響應(yīng)(見圖5.27)。從直流到fpx U1,OPA364 充當(dāng)一個(gè)帶有積分器功能的誤差放大器,這樣就迫使VOUT與VIN相匹配。在fpx處,由于XC1/R2 =1,積分器被強(qiáng)制設(shè)置成增益為1。從fpx 到 fpy ,由于XC1/R2 的存在,VOUT/VIN
繼續(xù)以 -20dB/decade速度下降。在fpy處, VOUT/VIN繼續(xù)沿Aol曲線下降,這是因?yàn)闆]有余下的環(huán)路增益(Aolβ)可用來校正誤差。


圖5.27:1 階VOUT / VIN 分析

圖字:從直流到fpx:
OPA364 充當(dāng)一個(gè)帶有積分器功能的誤差放大器。VOUT/VIN=0dB
fpx 處:
XC1/R2=1
fpx 到 fpy:
由于XC1/R2,VOUT/VIN繼續(xù)以-20db/decade下降
>fpy:
由于沒有余下環(huán)路增益(Aolβ=0)可用來校正誤差,因此VOUT/VIN隨Aol下降

圖5.28 給出了用Tina SPICE 仿真得到的VOUT/VIN 結(jié)果,該結(jié)果也表明它與我們從一階分析得到的預(yù)測一致。我們還注意到,我們達(dá)到了緩沖放大器電路100kHz 小信號(hào)帶寬的最初目標(biāo)。


圖5.28:VOUT / VIN SPICE 仿真結(jié)果

圖字:VOUT/VIN 交流傳輸函數(shù)幅度曲線
VOUT/VIN 交流傳輸函數(shù)相位曲線

現(xiàn)在,讓我們根據(jù)實(shí)際的穩(wěn)定性測試,在Tina SPICE 上運(yùn)行一個(gè)瞬態(tài)分析測試來查看過沖與振鈴現(xiàn)象。圖5.29給出了該電路。


圖5.29:瞬態(tài)穩(wěn)定性測試電路

圖字:VOUT/VIN瞬態(tài)響應(yīng):VOUT/VIN

從Tina SPICE 瞬態(tài)分析得到如圖5.30 所示的結(jié)果,表明VOUT 沒有表現(xiàn)出過大的過沖和振鈴,這是我們從環(huán)路穩(wěn)定性分析中所預(yù)計(jì)到的。此外,我們還監(jiān)測了在快速200mV 階躍變化時(shí)(從4V 升至4.2V,又返回)從OPA364 流入和流出的電流。這里,也沒有產(chǎn)生過大的電流尖峰,我們可以預(yù)計(jì),我們現(xiàn)在的緩沖放大器電路運(yùn)行良好、耐用、穩(wěn)定、真實(shí)且具有統(tǒng)一增益。


圖5.30:瞬態(tài)穩(wěn)定性測試SPICE 結(jié)果

但等一等,這還不是全部。我們還在實(shí)驗(yàn)室實(shí)際電路中增加了穩(wěn)定性網(wǎng)絡(luò),并對(duì)它進(jìn)行了瞬態(tài)穩(wěn)定性測試,結(jié)果如圖5.31 所示。真是令人愉快的成功!我們從使用一階分析,到使用Tina SPICE 仿真,再到最后使用實(shí)際電路穩(wěn)定性測試,都證實(shí)了我們的緩沖放大電路是穩(wěn)定的。我們的分析與綜合技術(shù)證明是行之有效的,它得到了一種穩(wěn)定、可靠、單電源、大電流的緩沖放大器電路。


圖5.31:“實(shí)際瞬態(tài)穩(wěn)定性測試結(jié)果” –––– 緩沖器拓?fù)?w/o 補(bǔ)償
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