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作者：Tim Green，德州儀器公司 2.0 引言 本系列第2部分將著重分析運放電路（尤其是兩種常見運放網絡）的穩定性。重要的是必須在進行SPICE 仿真前先進行1 階分析（主要用您的經驗來進行人工分析）。請記住，如果您不掌握仿真前看到的東西，則電路仿真程序將導致GIGO（“垃圾進垃圾出”）。我們將用SPICE 環路增益測試法來進行，以便繪制Aol 曲線、1/β曲線及環路增益曲線的波特圖。另外，我們還將采用易于構建的運放交流SPICE 模型，以便對任何運放電路的交流穩定性進行快速分析。 在本系列中，我們將采用稱為TINA的通用SPICE仿真軟件來分析運放電路的穩定性并給出相應的結果。通常將此軟件稱為Tina SPICE，您可以在www.designsoftware.com 上找到它的各種版本。盡管所給出的一些SPICE技巧是針對TINA的，但您也會發現，您采用的其他SPICE軟件也可從這些技巧中獲益。 2.1 SPICE 環路增益測試 圖2.0 為SPICE 環路增益測試的詳細示意圖。LT 提供一個直流閉環電路，因為每一個交流SPICE 分析都要求有一個直流SPICE 分析。在進行交流SPICE 分析時，隨著頻率增加，CT 將逐漸變成短路而LT 將逐漸變成開路，因此，可用一個SPICE 程序來運行所有有關運放交流穩定性的信息。利用圖2.0 給出的公式，很容易從SPICE后處理上得到運放Aol、環路增益以及1/β 幅度與相位曲線。盡管有其他一些方法可用來“打破環路”并用SPICE 來進行交流分析，但圖2.0 所示方法證明是一種誤差最小以及在SPICE 中造成數學差別最小的方法。 
圖2.0 SPICE 環路增益測試 圖字： 運放Aol 增益＝dB[VM(2)/VM(1)] 運放Aol 相位＝[VP(2)-VP(1)] 環路增益＝dB[VM(3)/VM(2)] 環路增益相位＝[VP(3)-VP(2)] 1/β＝dB[VM(3)/VM(1)] 1/β 相位＝[VP(3)-VP(1)]。 2.2 運放網絡與1/β 圖2.1 給出了兩種常見的運放網絡——ZI 與ZF。我們將首先單獨對這兩種網絡進行1 階分析，如果與我們的預測 結果一致，則再用Tina SPICE 來對運放電路進行仿真與驗證。1 階分析的關鍵是采用我們在本系列第1 部分中介 紹的直觀器件模型與少許直覺。
圖2.1 兩種常見運放網絡：ZI 與ZF 圖字：ZI 輸入網絡、ZF 反饋網絡。 2.2 ZF 運放網絡 讓我們先對圖2.2 所示ZF網絡進行1 階分析。這是一個運放電路中的反饋網絡，其中Cp在低頻上為開路，且低頻 1/β變成如圖所示的簡單RF/RI。而在其他極端頻率上（例如高頻），Cp為短路且高頻1/β變成(Rp//RF)/RI。但當 Cp短路時，由于Rp< 放反饋路徑中有一個電抗元件——電容，因此我們知道在傳輸函數中的某處必定有幾個極點和/或零點。在Cp量值 與并聯阻抗量值相匹配的頻率上（這里RF占優勢），我們可以預計在1/β曲線上會有一個極點。反饋電阻將變 小，因此VOUT必定開始減小。現在，在Cp量值與串聯電阻Rp量值相匹配的頻率上，我們預計會有一個零點，因為 隨著Cp接近短路，凈反饋電阻將不再變小，而VOUT則會隨頻率的增加而變得平坦。因此通過1 階分析我們可以預 測出現極點與零點位置以及低頻與高頻1/β幅度。
圖2.2 對 ZF 網絡的1/β 1 階分析 圖字： ♦ 1/β 低頻＝RF/RI=100 → 40dB Cp＝在低頻上開路 ♦ 1/β 高頻＝(Rp//RF)/RI≈10 → 20dB Cp＝在高頻上短路 ♦ 當Xcp 值＝RF 時，1/β 上有極點 Xcp 值＝….. fp＝……＝1kHz ♦ Xcp 值＝Rp 時，1/β 上有零點 fz＝....... ＝10kHz 為驗證1 階分析，我們用Tina SPICE 構造的ZF 分析電路示于圖2.3 中。VIN 設置為直流0V，交流源選項則選擇為將交流幅度設置為1。我們的交流分析設置成從10Hz 至10MHz，并要求保留100 個數據點與幅度/相位數據點用于后處理。為進行“SPICE 環路增益測試”，我們采用了帶方便電壓檢測點（N1、N2 及N3）的L1、C1 與VIN。從此電路上，我們可看出：Aol = N2/N1 及1/Beta = N3/ N1。
圖2.3 用于ZF 分析的Tina SPICE 電路 Tina SPICE 仿真的“默認結果”如圖2.4 所示。沒有像我們感興趣的ZF 1/Beta 曲線與運放Aol 曲線那么有用。
圖2.4 用于ZF 分析的Tina SPICE 默認結果 因此為獲得所期望的曲線，我們將執行如圖2.5 所示的“后處理計算”。用戶自定義函數Aol 被指定為計算公式 N2/N1（用于Aol 曲線），而Beta1（只所以采用這個代號是因為Tina SPICE 中不認1/Beta）則被指定為計算公式N3/N1（用于1/Beta 曲線）。
圖 2.5 用于ZF 分析的Tina SPICE 后處理計算 現在我們得出如圖2.6 所示用于Aol 及Beta1 的計算結果。通過在右擊我們不再需要的幅度與相位圖中的每一個波形（例如N1、N2 及N3），我們能清除所得到的曲線窗口并刪除這些不需要的波形。經過這種清理后，再右擊每一條曲線的Y 軸并選擇“默認范圍”。到目前為止，除我們的曲線不熟悉以及沒有使其容易看到20db/decade幅度斜線及45°/decade 相位斜線的刻度外，一切都很好。
圖 2.6 Tina SPICE 默認定標———用于ZF 分析的后處理 如圖2.7 所示，有一個“頻率再定標”技巧可使我們能方便地在x 軸上得到頻率的最佳十倍頻程分辨率。右擊x軸并選擇“屬性”，將彈出一個窗口。現在選擇用于定標的正確“滴答”數的奧秘是計算所繪出的頻率范圍種的十倍頻程數并加1。如上所述，對于10Hz -10MHz 的頻率范圍，有6 個十倍頻程（亦即：10 至100、100 至1k、1k 至10k、10k 至100k、100k 至1M 以及1M 至10M）。現在頻率軸看起來就像是我們熟悉的半對數曲線。
圖 2.7 ZF 分析的Tina SPICE 頻率再定標 圖字：右擊X 軸，選擇“屬性”、滴答數＝十倍頻程＋1、例如10Hz-10MHz＝6 個十倍頻程、滴答數＝6+1＝7現在，我們希望對幅度曲線的y 軸進行再定標，以獲得更加熟悉的20dB/格刻度。我們的“增益再定標”技巧如圖2.8 所示。右擊y 軸并選擇“屬性”，將彈出一個窗口。現在選擇用于定標的適當“滴答”數的奧秘是，先將“下極限”設置為最近，即使增加20dB 也小于所示的默認“下極限”。然后再將“上極限”設置為最近，即使增加20dB 也大于所示的默認“上極限”。從新的“下極限”上減去新的“上極限”并除以20。將結果加1，我們即算出了獲得我們熟悉的20dB/格y 軸定標所需的適當“滴答”數。
圖2.8 ZF 分析的Tina SPICE 增益再定標 圖字：右擊y 軸然后選擇“屬性”、下極限＝最近20dB< 最小增益（例如 -20dB< 最小增益）、上極限＝最近20dB> 最大增益（例如 120dB>最大增益）、滴答數＝（上極限－下極限）/20+1、滴答數＝[120-(-20)]/20+1=8此外，為便于對相位曲線讀數，我們將y 軸再定標為更為熟悉的45°/格刻度。我們的“相位再定標”技巧如圖2.9所示。右擊y 軸并選擇“屬性”，將彈出一個窗口。現在選擇用于定標的適當“滴答”數的奧秘是，先將“下極限”設置為最近，即使增加45°也小于所示的默認“下極限”。然后再將“上極限”設置為最近，即使增加45°也大于所示的默認“上極限”。從新的“下極限”上減去新的“上極限”并除以45。將結果加1，我們即算出了獲得我們熟悉的45°/格y 軸定標所需的適當“滴答”數。
圖2.9 ZF 分析的Tina SPICE 相位再定標 圖字：右擊y 軸然后選擇“屬性”、下極限＝最近45°< 最小相位（例如 -90°< 最小相位）、上極限＝最近45°> 最大相位（例如 +180°>最大相位）、滴答數＝（上極限－下極限）/45+1、滴答數＝[90-(-90)]/45+1=5ZF 最佳定標Tina SPICE 仿真結果示于圖2.10。紫線表示我們的1 階分析預測。游標設置成偏離低頻1/Beta -3dB 處與偏離高頻1/Beta +3dB 處的精確幅度差。1 階分析結果與預測雖然不精確，但肯定優于強大及直觀的交流穩定性分析結果。
圖2.10 ZF 分析的Tina SPICE 最佳定標結果 圖字：紫線＝1 階分析 |
