|
作者: Elisabetta Moisello, Alberto Cattani, Piero Malcovati, Edoardo Bonizzoni, 意大利帕維亞大學電氣、計算機和生物醫學工程系 意法半導體, 科爾納雷多, 意大利 摘要：本文提出一個兼容AirFuel 和 Qi兩大無線充電標準的無線充電 (WPT) 天線配置和有源整流電路，并用Cadence Virtuoso 仿真工具評測了天線配置的性能，電路仿真所用的線圈參數是目前市場上銷售的線圈的實際測量數據。我們將仿真結果與目前最先進的天線技術進行了對比和比較，驗證了這個天線配置的優勢。本文提出的有源整流器電路采用 90 nm BCD 工藝設計，并能夠根據工作頻率重新配置整流器。最后，本文還用Cadence Virtuoso仿真工具在各種條件下測試了一個完整的無線充電系統模型，其中包括電能發送端(TX)和本文提出的雙標準天線及有源整流系統，得出了整個系統的詳細效率數據，全面評測了本文提出的天線配置和有源整流電路的性能。 I. 前言 在過去幾年中，無線充電技術的重要性日益提升。無線充電技術不需要電纜，為用戶給設備充電帶來極大便利。無線充電技術還有另外一個優點，得益于可以定期無線充電，電池模塊可以設計的更小[1]，從而使設備體積變得更小。無線充電技術涵蓋不同的功率級別，從充電功率兆瓦級的電動汽車，到瓦級的消費類產品，再到毫瓦級的生物醫學植入設備，無線充電應用非常廣泛。 實現無線充電技術有多種方法，例如，通過磁場、電容、射頻 (RF)、超聲波或激光傳送電能 [1]。然而，電磁感應或電磁共振是應用最廣泛的無線充電解決方案。電磁充電方案依靠兩個線圈之間的磁場耦合傳遞電能。天線模塊組件包括這兩個線圈與電容器組成的補償電路。感應式充電和電磁共振系統的不同之處在于磁場耦合系數和工作頻率。無線充電標準 Qi 和 AirFuel分別是具有代表性的感應式和電磁共振式充電技術。Qi 標準的特點是線圈強耦合（耦合系數 k 通常約為 0.7），工作頻率在 100 kHz-300 kHz 范圍內，以及電能接收端 (RX) 天線的諧振頻率通常較低，而 AirFuel標準則相反，天線線圈之間是松耦合，諧振頻率是6.78 MHz 或其整倍數，發送端天線與接收端 (RX) 天線諧振頻率相同。 
圖 1. 完整的無線充電系統示意圖 鑒于這兩種標準已經被市場接受，支持Qi 和 AirFuel雙標準的無線充電天線及電能接收模塊，及其相關的技術規格，引起業界的關注。在文獻資料中，可以找到一些提出雙標準電能接收解決方案的研究著作[3]-[6]。然而，這些著作的主要研究方向是電能接收端電路設計，特別是有源整流器，而沒有關于天線配置和線圈參數設置的詳細介紹。雖然在文獻[2]中有支持雙標準的天線配置的論述，但是，并未詳細介紹最終的耦合系數。本文提出了一種創新的天線配置方案以及有源整流電路。整流電路采用 90 nm BCD 工藝設計，支持 Qi 和 AirFuel兩個無線充電標準，輸出功率涵蓋筆記本電腦、智能手機等消費設備常用輸出功率。 為了評估本文提出的設計方案的性能，我們用 Cadence Virtuoso仿真工具評估了圖 1 所示的完整的無線充電系統，其中包括輸入電池、電能發送端 (TX) 模塊、天線線圈、有源整流器、 濾波輸出電容和負載。為了模擬輸出穩壓模塊(沒有出在現本文提出的方案內)的效果，我們考慮在負載的地方連接一塊電池，將輸出電壓 VOUT 設為目標電壓值，即 Qi 充電是 12 V，AirFuel充電是20 V。
圖2. (a) 文獻 [2] 中所示的雙標準天線配置；(b)本文提出的雙標準天線配置；(c) 表征測量所用的線圈布局；(d) 天線測試臺原理圖，為在Cadence Virtuoso中模擬天線提供相關參數。 天線配置仿真所用的天線參數都是目前市場上銷售的線圈的實際測量值。把兩個線圈對齊，同時不斷改變線圈間距，測量線圈在不同間距的耦合系數，然后在仿真工具中模擬這些耦合系數。通過這種方式，可以全面評估本文提出的天線配置和有源整流電路的性能，得出無線充電系統每個模塊的詳細效率信息。把所有情況都考慮在內，有源整流器的效率超過 93%，天線模塊的效率在 67.4% 到95.6% 之間。 本文的結構如下：第二部分描述本文提出的天線配置，第三部分介紹本文提出的有源整流電路，第四部分報告仿真驗證結果，第五部分是結論。 II. 天線配置方案 為了開發兼容 AirFuel 和 Qi的雙標準無線充電接收系統，需要使用兩個獨立的天線，通過單獨選擇電感值和 Q 因子，可以在兩個不同的工作頻率范圍內最大限度提高效率。根據文獻[2]提出的結構，兩個天線可以整合成一個雙天線結構，見圖2（a）。電容器 C2在低頻時可以近似為開路；大電容C1在高頻時起到短路作用，L1 的阻抗是電路中最大的。 表1：線圈實際測量參數
通過這種方式可以組建兩個串聯諧振電路，一個是工作頻率范圍 100kHz-300kHz的 Qi標準低頻諧振電路，由 LS1 + LS2和 C1確定諧振頻率范圍；另一個是工作頻率 6.78 MHz 或其整數倍的Airfuel標準高頻諧振電路，由 LS2和C2確定工作頻率。為了滿足兩個串聯諧振頻率，本文提出了圖 2（b）所示的天線配置，在Qi 情況下，串聯諧振頻率由 LS1 和 C1決定；在AirFuel 情況下，串聯諧振頻率由LS2和 C2決定。 L1的值主要優化在Qi 頻率范圍內工作；L2的值主要優化在 Airfuel 頻率范圍內工作；然后，選擇與兩個電感器對應的電容器C1和C2，以取得所需的兩個諧振頻率。 圖 1所示是本文提出的完整的天線配置，線圈采用的是市場上銷售的標準線圈：接收端所選線圈 LS1 和 LS2 是 Wurth Elektronik 公司的 760308101150 電感線圈，電感分別是6.3 μH 和 1.2 μH [8 ]; 在 Qi 情況下，發送端線圈 LP采用 760308101141 10 μH 電感線圈[9]，在 AirFuel 情況下，考慮選用760308101150 1.2 μH電感線圈或 3.55 μH 感應板充電器 。 為了估算不同線圈對之間的耦合系數 k1 和 k2，按照圖2 (c)所示的配置，將所選的兩個線圈對齊，用 LCR表測量兩個線圈之間的耦合程度，把不同間距的耦合情況考慮在內，從而得出互感M和耦合系數k1。在求算AirFuel系統參數時，在LCR測量儀上選擇最大頻率1 MHz，因為諧振頻率設置在 6.78 MHz時，正常情況下頻率不會出現顯著變化。線圈測量參數如表 I 所示。 III. 有源整流電路設計方案 整流電路設計采用 90 nm BCD 工藝，由四個合理控制的功率開關管構成。這四個NMOS 晶體管起到等效二極管的作用，當晶體管導通時，正電流從源極流向漏極，實現所謂的有源整流電路，如圖1所示。
圖 3. 有源整流器方案(a) 高邊 (b) 低邊功率 MOSFET控制結構示意圖。
圖 4. (a) 模塊化驅動器設計方案和功率 MOSFET系統的示意圖；(b)功率 MOSFET 模塊結構的詳細示意圖； (c) 驅動模塊結構。 用功率開關管代替通常的二極管的原因是，功率開關管的壓降更低，效率更高，特別是，NMOS的品質因數高于PMOS 器件。圖 3(a) 和圖 3(b) 分別是高邊功率開關和低邊功率開關的有源整流方案內部電路示意圖。在示例中，我們討論了功率晶體管M1和M3以及開關節點S1的工作方式，這個方式同樣適用于M2、M4和S2。比較器用于檢測開關 M1上的壓降以及電流方向，比較器輸出還需要采用一個類似于文獻[7]提出的濾波電路來處理，最后獲得功率開關的控制信號CTRLi。濾波電路的用處是消除比較器輸出中的毛刺和雜散換向信號。比較器可以限值高邊開關管和低邊開關管驅動電壓，因為節點 S1在電能接收端接地 GND和設計輸出電壓節點 OUT 之間切換，有可能超出了功率MOS的安全工作區，S2的功能類似。 特別是，在高邊開關電路拓撲中，由于比較器的工作電壓范圍是在輸出電壓節點 OUT 和節點 gndHV 之間，gndHV是設計輸出電壓減去一個齊納二極管的壓降，因此，需要對比較器正輸入進行限幅處理 ，以確保工作電壓不低于 gndHV 。通過晶體管MP1和電阻R1實現限幅功能：當S1切換至OUT時，MP1工作在三極管區域,相當于閉合開關；當 S1切換至 GND 時，MP1在飽和區導通，并確保比較器正輸入節點永遠不會低于 gndHV 與MP1 的源柵極電壓之和；R1必須取值正確，才能限制流過 MP1 的電流。 對于低邊開關管的情況，比較器負輸入需要限幅，以免超過本地電源電壓 vddLV（假定是 5V）：這個功能是由 MP3 和 R3 實現的。事實上，與高邊的 MP1 類似，當 S1 切換到 GND 時，MP3工作在三極管安全區域內，起到一個閉合開關的作用；當 S1切換到 OUT 時，晶體管工作在飽和區域，將比較器負輸入電壓限制在MP3 的柵源電壓。高邊開關電路需要電平轉換器，因為比較器的電源電壓范圍是在 OUT 和 gndHV之間，而濾波器和驅動器電路的電源電壓是在自舉電源電壓 vddHVi 和 Si 之間。 AirFuel 和 Qi兩個標準工作頻率和目標輸出功率值不同（Qi是 40 W，Airfuel是10 W），為了兼容這兩個無線充電標準，功率 MOS晶體管及其驅動電路必須能夠重新配置。一方面，在 Qi 情況下，工作頻率低，開關損耗可以忽略不計。因為設計目標是實現更高的輸出功率，所以需要大尺寸的 MOS 器件，最大限度地減少導通損耗；另一方面，在 AirFuel 情況下，工作頻率較高，開關損耗很大，因此，優先選用尺寸較小的晶體管，以最大限度地減少寄生電容。 本文提出的可重新配置的功率開關和驅動電路是采用 90 nm BCD 工藝設計，如圖 4(a)所示。該電路由四個驅動器和四個功率 MOS 模塊組成，可以通過與門根據數字信號 fse選擇驅動器和功率模塊。在功率MOS模塊內有三個并聯子模塊，每個子模塊都包含一個柵寬6.72-mm、柵長250 nm、56個fingers(nf)如圖4(b)所示。驅動模塊由4級反相器鏈構成，fingers數量(nf)是1-3-8-16，NMOS柵寬24μm，PMOS柵寬 41.3 μm， NMOS 和 PMOS 的晶體管長度都是 1 μm，如圖4(c)所示。 在Qi情況中，fsel是高電平，四個模塊全部工作，控制信號CTRL驅動模塊工作，構成一個由12個并聯子模塊組成的等效功率開關；在AirFuel情況中，fsel是低電平，只有第一個模塊被激活，控制信號CTRL驅動該模塊工作，而剩余的三個模塊關閉，因此，這三個功率開關是關斷狀態。這種方法使有源整流器能夠適應兩個充電標準的功率要求。 IV. 仿真結果 我們用Cadence Virtuoso 仿真工具，按照圖 2(d) 所示的測試臺原理圖，測評了本文提出的天線配置方案，采用了市場上銷售的線圈的實際測量數據，并根據標準規范調整了諧振電容的容值。輸入電壓VIN是12 V，負載電阻 RLOAD可變。我們還用同樣的方法測試了文獻[2]中提出的天線配置。 表II不同天線配置的仿真測試結果
圖 5 和圖 6 分別描述了兩種天線配置仿真測試的輸出功率和效率在不同負載范圍的曲線。不難發現，本文提出的天線配置在 Qi 情況中的性能媲美文獻[2]中提出的天線配置；在 AirFuel 情況下，效率性能表現更高，在整個負載電阻范圍內表現出更高的效率，并且在負載電阻較高，負載電流較低時，輸出功率明顯更高，這非常契合消費類應用的無線充電設計目標。把本文提出的天線配置和有源整流電路放到完整的無線充電系統內，如圖 1 所示，然后用 Cadence Virtuoso 仿真工具測試這個無線傳輸系統。 考慮到電能發送結構的差異，仿真測試所用的雙標準發送端與本文提出的接收端采用相同的可重新配置驅動器和功率 MOS開關管。仿真測試還使用了單標準發送端，其驅動器和功率 MOS 尺寸是按照Qi 或 AirFuel技術要求專門定制的。此外，我們還仿真測試了兩個完整的單標準專用無線充電系統，其中發送端和接收端都是根據 Qi 或 AirFuel專門設計的，這個單標準仿真為雙標準性能評測提供一個參考基準。仿真測試輸入電壓12V，負載是電池電壓，AirFuel 情況是20V，Qi 情況是12V。 系統仿真所用的天線參數是線圈的實際測量結果。表 II 匯總了各種情況下的仿真結果，提供了不同模塊的詳細效率數據。顯而易見，雙標準有源整流電路在所有情況下都保持出色的效率，比標準專用解決方案低1.5%。此外，本文提出的天線配置在大多數情況下效率表現良好（高于 82％），只在磁場耦合度很低時，效率才會較低。 V. 結論
圖 5.輸出功率仿真結果（輸出功率與負載電阻 RLOAD 是函數關系）
圖 6.效率仿真結果（效率與負載電阻 RLOAD 是函數關系） 本文提出了一種創新的支持 Qi 和 AirFuel 兩大無線充電標準的天線配置及有源整流電路。在實現天線配置時，我們考慮使用在市場上銷售的標準線圈，通過測量線圈表征線圈特性，得出被仿真天線的參數。用Cadence Virtuoso仿真工具全面測試了本文提出的天線配置和可重新配置有源整流器，并與相應的單標準系統進行比較，證明本文提出的方案設計保留了良好的效率和輸出功率，同時提供了不同模塊的詳細效率數據，全面分析了雙標準無線充電接收系統天線和有源整流電路的性能，從而補全了文獻資料在這個方面的缺失和不足。 參考文獻 [1] E. Moisello, A. Liotta, P. Malcovati and E. Bonizzoni, “Recent Trends and Challenges in Near-Field Wireless Power Transfer Systems”, in IEEE Open Journal of the Solid-State Circuits Society, doi: 10.1109/OJSSCS.2023.3313575. [2] P. S. Riehl et al., “Wireless Power Systems for Mobile Devices Supporting Inductive and Resonant Operating Modes”, in IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 63, no. 3, pp. 780-790, March 2015, doi: 10.1109/TMTT.2015.2398413. [3] Y. -J. Park et al., “A Triple-Mode Wireless Power-Receiving Unit With 85.5% System Efficiency for A4WP, WPC, and PMA Applications”, in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 33, no. 4, pp. 3141-3156, April 2018, doi: 10.1109/TPEL.2017.2703153. [4] M. Huang, Y. Lu and R. P. Martins, “A Reconfigurable Bidirectional Wireless Power Transceiver for Battery-to-Battery Wireless Charging”, in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 34, no. 8, pp. 77457753, Aug. 2019, doi: 10.1109/TPEL.2018.2881285. [5] S. -J. Oh et al., “A 15-W Quadruple-Mode Reconfigurable Bidirectional Wireless Power Transceiver With 95% System Efficiency for Wireless Charging Applications”, in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 36, no. 4, pp. 3814-3827, April 2021, doi: 10.1109/TPEL.2020.3024915. [6] S. A. A. Shah et al., “A Design of Wireless Power Receiver With Gate Charge Recycled Dual-Mode Active Rectifier and Step-Down Converter With 88.2% System Efficiency for Power Management IC”, in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 38, no. 1, pp. 1348-1360, Jan. 2023, doi: 10.1109/TPEL.2022.3204548. [7] A. Liotta, G. Frattini, P. Giannelli, E. Bonizzoni and P. Malcovati, “Design of an LLC Resonant DC-DC Converter with MOSFET-Based Active Rectifier”, in Proceedings of 2022 17th Conference on Ph.D Research in Microelectronics and Electronics (PRIME), Villasimius, SU, Italy, 2022, pp. 245-248, doi: 10.1109/PRIME55000.2022.9816808. [8] Datasheet of Coil 760308101150. Online: https://www.weonline.com/compone ... et/760308101150.pdf Accessed Sept. 2023. [9] Datasheet of Coil 760308101141. Online: https://www.weonline.com/compone ... et/760308101141.pdf Accessed Sept. 2023. |
