工程師筆記 | 高頻共模電流、電壓和阻抗的測量 —— 以反激變換器為例

芻狗

變換器的EMI是怎么輻射出去的呢？

實際上，變換器工作的時候，電路中會有產(chǎn)生高頻的dv/dt節(jié)點(diǎn)和di/dt環(huán)路，最終在變換器的輸入和輸出端之間形成一個高頻的共模電壓VA（如圖1所示），而變換器的輸入與輸出線相當(dāng)于一對雙極天線（Dipole Antenna）。這個高頻的共模電壓會在輸入、輸出線上激勵出高頻的共模電流iA，并以電磁場的形式向外輻射能量。因此，如圖1所示，依照戴維南定理，變換器的輻射模型可以簡化成一個電壓源及其串聯(lián)的阻抗。

圖1：電力電子變換器輻射EMI模型。

因此，如果想準(zhǔn)確構(gòu)建輻射模型并預(yù)測輻射EMI，必須知道模型中的關(guān)鍵參數(shù)，包括噪聲源VS，激勵電壓VA，激勵出的電流iA，源阻抗RS、XS，以及天線阻抗等。

那天線的阻抗又是怎么與輻射EMI相聯(lián)系的呢？

      

       如圖2所示，天線的能量可以看成以下幾部分：一部分在兩極之間相互轉(zhuǎn)換，并不輻射到空間去，這部分無功對應(yīng)的阻抗可以用jXA表示；一部分是發(fā)射出去的能量，用Rr來表示；最后一部分是天線上的電流在其本身電阻上產(chǎn)生的損耗，以Rl表示。由此，如圖2右側(cè)所示，在考慮天線的阻抗后，整體的輻射EMI模型就得到了。由此，我們將一個電磁場的模型轉(zhuǎn)化成了一個電路模型，為工程師分析EMI問題提供了很大的便利。

圖2：天線阻抗的等效模型。

最后，在輻射EMI測量中，實際測到的是變換器在一定距離外的某點(diǎn)產(chǎn)生的電磁場強(qiáng)度。以電場為例，在距離變換器為r的位置，電場強(qiáng)度的最大值Emax可以由（1）式得到：

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其中，VS代表噪聲源，η為波阻抗，D為方向性，表示該方向上的最大功率密度與半徑為r的球面平均功率密度之比，可以通過測量或者仿真得到。

因此，我們可以看出，想預(yù)測輻射的最終結(jié)果，我們需要得到準(zhǔn)確的噪聲電壓，共模電流以及阻抗。

下文從這三個方面，以一個反激變換器為例，來談?wù)撛鯓拥玫綔?zhǔn)確的測量結(jié)果。

2.反激變換器高頻共模電流的測量

下圖左圖為反激變換器的拓?fù)浼肮材ｋ娏髀窂健?/font>

在共模路徑上，原邊主要有共模濾波器，整流橋，電解電容等；共模電流通過變壓器流到副邊，并流到輸出線上。其中，整流橋的結(jié)電容在高頻的時候阻抗很小，基本可以認(rèn)為是短路；輸入及輸出的電解電容的阻抗也很小，高頻的時候也可以認(rèn)為短路。因此，輸入線和輸出線可以認(rèn)為是電路中的兩個節(jié)點(diǎn)（圖中的b點(diǎn)與a點(diǎn)），并得到如圖3右圖所示的等效模型。其中VCM為等效的噪聲電壓源，我們會在下一節(jié)中詳細(xì)分析，ZCMTrans和ZCMConv分別代表變壓器共模阻抗和回路上其他元件（如PCB走線，濾波器等）的共模阻抗。從圖中可以看出，輸入輸出線上同方向的電流即為要測的共模電流ICM。

圖3：反激變換器的電路以及輻射模型。

圖4即為共模電流的傳統(tǒng)測法：高頻電流鉗同時鉗住輸入的火線與零線，并通過同軸線連接至頻譜分析儀，得到共模電流的頻譜。然而，這個測量方法會有兩個誤差。

圖4：共模電流的傳統(tǒng)測試方法。

其一在于，工作中的變換器與同軸線之間會有耦合（包括通過dv/dt節(jié)點(diǎn)與同軸線之間的電場耦合，以及變換器與大地之間的di/dt環(huán)路與同軸線之間的磁場耦合），會引入測量誤差。圖5中的a圖分析了電場耦合產(chǎn)生的誤差；其二在于，輸入線的接地阻抗（Zg），即零線與大地之間的阻抗，是隨著環(huán)境變化的，這個阻抗回路會對共模電流起到分流的作用，導(dǎo)致在不同環(huán)境下測試結(jié)果不一致，如圖5中的b圖所示。

圖5：共模電流測試中近場耦合和接地阻抗的影響。

因此，為了解決這一問題，我們提出了如下圖所示的改進(jìn)方法。即在同軸線以及輸入線的前端加多個磁環(huán)。磁環(huán)可在輻射頻率段（30MHz~1GHz）提供高達(dá)數(shù)千歐姆的阻抗，從而有效避免耦合和接地阻抗帶來的影響，由于測量的共模電流對于測試的同軸線來說，是一個差模信號，因此它不會受到磁環(huán)影響。

圖6：共模電流的改進(jìn)測試方法。