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本系列文章的第 1 部分至第 4 部分詳細介紹了開關電源穩壓器引起的傳導發射和輻射發射，包括噪聲產生機制、測量要求、頻率范圍、適用的測試限值、傳播模式和寄生效應。在第5部分中，我將基于這一理論基礎介紹抑制電磁干擾 (EMI) 的實用電路技術。 一般來說，電路原理圖和印刷電路板 (PCB) 對于實現出色的 EMI 性能至關重要。第 3 部分重點強調通過謹慎的元器件選型和 PCB 布局盡量減小“功率回路”寄生電感的重要性。電源轉換器集成電路 (IC) 的封裝技術及其提供的 EMI 特定功能對此產生了巨大的影響。如第 2 部分所述，必須使用差模 (DM) 濾波方可將輸入紋波電流的幅值充分降低至滿足 EMI 合規性要求的水平。與此同時，如果需要抑制約 10MHz 以上的發射，通常使用共模 (CM) 濾波。在高頻條件下，使用屏蔽也可以獲得優異的結果。 本文主要介紹這些方面的內容，專門聚焦于帶有集成功率 MOSFET 和控制器的轉換器解決方案，提供抑制 EMI 的實例和應用指導。一般來說，轉換器應在合理范圍內超出傳導 EMI 一定的裕度，為達到輻射限值預留空間。幸運的是，多數減少傳導發射的步驟對于抑制輻射 EMI 同樣有效。 了解 EMI 的相關挑戰 DC/DC 轉換器中的 EMI 主要由其快速開關的電壓和電流特性所致。與轉換器的不連續輸入或輸出電流相關的 EMI 相對容易處理，但更大的問題是開關電壓 dv/dt 和電流 di/dt 中的諧波成分，以及與開關波形相關的振鈴。 圖 1 所示為存在噪聲的同步降壓轉換器的開關 (SW) 電壓波形。振鈴頻率范圍為 50MHz 至 200MHz，具體取決于寄生效應。此類高頻成分可以通過近場耦合傳播到輸入電源線、周邊元器件或輸出總線（如 USB 電纜）。體二極管反向恢復存在類似的問題，隨著恢復電流流入寄生回路電感，振鈴電壓升高。 圖 2 的原理圖標識了降壓轉換器電路的兩條重要回路。最大限度縮減電源回路的面積至關重要，原因是該參數與寄生電感和相關 H 場傳播成正比。主要設計目標是通過減小寄生電感最大程度提升寄生 LC 諧振電路的諧振頻率。此舉可以降低存儲的無功能量總值，減少開關電壓峰值過沖。 在圖 2 所示的自舉電容回路中，高側 MOSFET 的導通速度由一個標記為 RBOOT 的可選串聯自舉電阻進行控制。自舉電阻會改變驅動電流瞬變率，降低 MOSFET 導通期間的開關電壓和電流轉換率。另一種方法是在 SW 和 GND 之間添加一個緩沖電路。同理，該緩沖電路應根據每次開關轉換時的瞬態電流尖峰，占用最小的回路面積。當然，緩沖電路和柵極電阻會增加開關功率損耗，需要在效率和 EMI 之間進行權衡。如果效率和散熱性能同樣非常重要，則需要使用其他技術解決 EMI 相關的挑戰。 轉換器的 PCB 布局 表 1 至表 5 總結了通過優化 PCB 布局及元器件排布削弱 DC/DC 轉換器 EMI 信號的基本準則。我將在本文的后續部分提供一項 PCB 布局案例研究，探討如何優化降壓轉換器的 EMI 特性。 表1：布線及元器件排布
表2：GND 平面設計
表3：輸入和輸出電容
表4：電感和開關節點布局
表 5：EMI 管理
EMI 輸入濾波器 圖 3 所示為典型的多級 EMI 輸入濾波器。低頻和高頻部分可提供 DM 噪聲衰減，也可選擇 p 級，通過 CM 扼流器提供 CM 衰減。標記為 CBULK 的電解電容具有固有的串聯電阻 (ESR)，可用于設置所需阻尼，降低轉換器輸入的有效品質因子，保持輸入濾波器的穩定性。 DM 電感的自諧振頻率 (SRF) 限制濾波器第一級可實現的高頻 DM 衰減。濾波器第二級通常至關重要，其使用鐵氧體磁珠在高頻條件下提供附加的 DM 衰減，此時額定阻抗通常為 100MHz。標記為 CF1 和 CF2 的陶瓷電容可將噪聲分流到接地端。 DM 濾波器的電感一般設置為削弱基波和低頻諧波的值。應使用盡可能小的電感來滿足低頻濾波要求，因為匝數較多的大電感具有較高的等效并聯電容 (EPC)，導致其 SRF 較高，影響其在高頻下的性能。 標記為 LCM 的 CM 扼流器針對 CM 電流提供較高的阻抗，其泄漏電感也可提供 DM 衰減。然而，在部分要求接地連接必須保持完好的應用中，該元器件不適用，這些應用需要更安靜的轉換器設計，CM 扼流器不再是首選。 為了演示 CM 扼流器的效果，圖 4 展示了LM53603，這是一款采用雙層 PCB 的 36V、3A DC/DC 轉換器解決方案 [7]。該器件的功率級位于頂層，EMI 輸入濾波器則放置于底部。如圖 4 中的布局所示，濾波器附近的接地平面覆銅區可借助過孔縫合提供屏蔽效果。此外，在濾波器級以下的所有層中插入敷銅層切口，可避免 VIN 和 GND 走線之間產生寄生電容，從而為噪聲電流提供繞過 CM 扼流器的路徑并讓步于濾波器的阻抗特性。 圖 5 所示為國際無線電干擾特別委員會 (CISPR) 25 針對圖 4 的轉換器設計在 150kHz 至 108MHz 之間進行的傳導發射測量。我們提供了使用與不使用 CM 扼流器兩種情況下的測量結果。使用 Rohde & Schwarz 的頻譜分析儀，所得檢測器掃描結果的峰值和平均值分別以黃色和藍色表示。紅色限值圖象為 5 類峰值和平均值限值（峰值限值通常比平均值限值高出 20dB）。 金屬外殼屏蔽 另一種優化高頻 EMI 性能的有效方式是添加金屬外殼屏蔽層，從而阻擋輻射電場。外殼通常由鋁制成，采用框架（敞開式）或封閉式設計實施方案。屏蔽外殼可覆蓋除 EMI 濾波器之外的所有功率級元器件，外殼與 PCB 上的 GND 相連，基本形成了一個帶有 PCB 接地平面的法拉第籠。 這使得從開關單元到 EMI 濾波器或長輸入線連接（也用作天線）的輻射噪聲耦合顯著減少。當然，這會產生額外的元器件和裝配成本，導致散熱管理和散熱測試的難度增加。鋁電解電容的外殼也可以提供電場屏蔽，為實現此目的，可在電路板上針對性地放置該電容。 DC/DC 轉換器案例研究 圖 6 為 60V、1.5A 單片式集成同步降壓轉換器電路的原理圖，該電路通過多項功能實現最佳 EMI 性能。該原理圖還顯示了一個兩級 EMI 輸入濾波器級，旨在滿足汽車或噪聲敏感型工業應用的 EMI 規范。為了幫助實現最佳的 PCB 布局，原理圖中將高電流走線（VIN、PGND、SW 連接）、噪聲敏感型網絡 (FB) 和高 dv/dt 電路節點（SW、BOOT）突出顯示。 a、引腳布局設計 圖 6 所示的轉換器 IC 優勢在于，其 VIN 和 PGND 采用對稱且均衡的引腳排布。該轉換器利用兩個并聯的輸入回路使寄生回路電感成功減半。上述回路在 PCB 布局中標記為“IN1”和“IN2”，如圖 7 所示。兩個外殼尺寸為 0402 或 0603 的小型電容（在圖 6 中分別標記為 CIN1 和 CIN3）放置在盡可能靠近 IC 的位置，最大限度減小輸入回路面積。兩個回路中的環流產生相反的磁矩，消除 H 場并降低有效電感。為了進一步降低寄生電感，PCB 第 2 層（緊靠頂層電源電路的下方）的 IN1 和 IN2 回路下方設有返回電流的連續接地平面，可使場效應自行消除。 在電感兩側各使用一個陶瓷輸出電容（COUT1 和 COUT2）同樣能夠優化輸出電流回路。在輸出端引出兩個并聯的接地返回路徑可以將返回電流分成兩部分，有助于減弱“地彈反射”效應。 SW 引腳位于 IC 中心，因此輻射電場會由 IC 兩側相鄰的 VIN 和 PGND 引腳屏蔽。GND 平面覆銅區可對將 IC 的 SW 引腳連接到電感端子的多邊形覆層施加屏蔽。SW 和 BOOT 的單層布局意味著 PCB 的底側不會有 dv/dt 較高的過孔。這樣可以避免在 EMI 測試期間，電場與基準接地平面耦合。 b、封裝設計 與優化的引腳排布類似，電源轉換器 IC 封裝設計也是改善 EMI 信號的關鍵屬性。例如，德州儀器 (ti) 的 HotRodÔ 封裝技術采用引線框上倒裝芯片 (FCOL) 的方式，規避了功率器件線焊導致封裝寄生電感過高的情況。如圖 8 所示，IC 以上下翻轉的形式放置，IC 上的銅柱（也稱為凸點或支柱）直接焊接到引線框架。這種構造方法能夠提升密度并較薄的外型，因為每個引腳都與引線框架直接相連。從 EMI 角度來看，最重要的一點是，與傳統線焊封裝相比，HotRod 封裝降低了封裝的寄生電感。 HotRod 封裝不僅可以在開關換向（50MHz 至 200MHz 頻率范圍）期間減少振鈴，還可以降低導通和開關損耗。圖 9 所示為開關節點電壓振鈴隨之得到改善的情況。圖 8 所示為圖 6 中的轉換器在 150kHz 至 108MHz 下測得的傳導發射。測量結果符合 CISPR 25 5 類要求。 總結 在本文中，我討論了使用電源轉換器 IC 的 DC/DC 穩壓器電路可以采用的 EMI 抑制技術。減弱 EMI 的 PCB 布局步驟包括盡量減小布局中的電流“熱回路”面積、避免阻斷電流路徑、采用具有內部接地平面的四層 PCB 結構實現屏蔽（屏蔽效果遠超雙層 PCB），以及通過盡量減小開關節點覆銅區域面積來降低電場輻射耦合。 轉換器封裝類型是一項重要的選擇標準，新一代器件的開關節點振鈴和引腳設計得到顯著提升，有助于實現最優的電容放置方案。從輸入濾波的角度而言，抑制低頻噪聲（通常小于 10MHz）相對容易，使用傳統的 LC 濾波器級即可實現。然而，抑制高頻噪聲（10MHz 以上）通常需要額外使用 CM 扼流器和/或鐵氧體磁珠濾波器級。焊接到 PCB 接地平面的金屬外殼屏蔽層也能有效減輕高頻發射。 |
