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為測(cè)量直流大電流，設(shè)計(jì)者通常使用分流電阻或基于霍爾效應(yīng)的電流傳感器。對(duì)于這兩種方法，分流電阻存在的問(wèn)題是焦耳(I2R)損失以及需要在插入處斷開(kāi)電路，而基于霍爾效應(yīng)的電流傳感器的缺點(diǎn)是價(jià)格昂貴。基于飽和電抗器(或磁放大器)的電流傳感器可以避免上述問(wèn)題，對(duì)于不可能開(kāi)路的低成本高效率直流電流監(jiān)視應(yīng)用尤其具有吸引力。 該電路的關(guān)鍵元件是單向飽和電抗器：當(dāng)直流電流(IDC)流過(guò)其“控制繞組”(在鐵芯中間分支上的NDC=1圈繞線)時(shí)，所產(chǎn)生的磁通量在兩個(gè)外分支上分裂成兩個(gè)相等的磁通，因此兩個(gè)外部分支以相同的水平被磁化。第二個(gè)被稱為“交流負(fù)載繞組”的線圈(NDC= 2×30圈)也在兩個(gè)外分支上分裂成兩個(gè)圈數(shù)相同且串行連接的一半繞組。 按照這樣的布局，“交流負(fù)載繞組”的自感在IDC= 0時(shí)最大，當(dāng)IDC轉(zhuǎn)移到磁路飽和區(qū)中的工作點(diǎn)時(shí)取最小值。因此，飽和電抗器或磁放大器就像一種把直流電流轉(zhuǎn)換到自感的轉(zhuǎn)換器。 由于這兩個(gè)交流負(fù)載繞組是串行連接的，這些磁通在鐵芯外分支中方向相同而在中央分支中方向相反，因而，這兩個(gè)磁通在中央分支中抵消。由于變壓器的逆轉(zhuǎn)作用被抑制，所以飽和電抗器是單向的。 如果使用典型的鐵電材料，達(dá)到飽和所必需的磁動(dòng)勢(shì)(HMAX)接近于A/m，我們可以據(jù)此確定鐵芯E的尺寸。如果IDCmax是待測(cè)的最大直流電流，利用安培定理可以得到有效長(zhǎng)度(le)為： le=(nDC×IDCmax)/HMAX (1) 我們的目標(biāo)是檢測(cè)1到10A范圍內(nèi)的直流電流。對(duì)于IDCmax= 10 A，由式(1)得到le =50 mm，因此我們選擇有效長(zhǎng)度為le = 57 mm的無(wú)間隙EFD25鐵芯(材料等級(jí)為3F3，由飛利浦公司制造)。 由于“飽和電抗器”僅實(shí)現(xiàn)直流電流到自感的轉(zhuǎn)換，為了把測(cè)得的直流電流數(shù)字化，我們還必須完成額外的信號(hào)處理。這需要兩個(gè)步驟：1)把自感變化轉(zhuǎn)換成頻率的偏移；2)利用能產(chǎn)生數(shù)字形式的所需“過(guò)流”信息的數(shù)字相位/頻率比較器，把頻率偏移與參考頻率進(jìn)行比較。 為了完成第一步，我們以飽和電抗器的交流負(fù)載繞組充當(dāng)Colpitts振蕩器的自感，并使用一個(gè)與儲(chǔ)能電路相關(guān)聯(lián)的無(wú)緩存CMOS反相器(IC11)來(lái)實(shí)現(xiàn)該Colpitts振蕩器(如圖所示)。該儲(chǔ)能電路包含兩個(gè)反饋電容(C = 22 nF)和前述的交流負(fù)載繞組線圈。按照這種設(shè)置，得到的輸出頻率(fC)為： 對(duì)于從0到10A的直流電流，該交流負(fù)載繞組的自感從2.3 mH變化到0.75 mH，并產(chǎn)生31到55 kHz的振蕩頻率。 為實(shí)現(xiàn)第二步，把Colpitts振蕩器的頻率同參考振蕩器(包含CMOS PLL的(IC2的)數(shù)字相位/頻率比較器)的頻率進(jìn)行比較。參考頻率由CD4046B的內(nèi)部VCO產(chǎn)生。可以通過(guò)4.7kΩ的微調(diào)電阻器T把振蕩頻率調(diào)節(jié)到31到56 kHz之間。根據(jù)微調(diào)電阻器的設(shè)置，當(dāng)被監(jiān)視的直流電流(IDC)超過(guò)從1到10A的可調(diào)極限時(shí)，數(shù)字相位/頻率比較器的輸出(過(guò)流輸出)上升。 |
