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低端柵極驅(qū)動器IC是專用放大器，普遍用于電源設(shè)計(jì)中，根據(jù)來自PWM控制器的輸入信號開關(guān)接地參考MOSFET和 IGBT。對于低于100~200W的低功率轉(zhuǎn)換器，這些驅(qū)動器可以成功地集成到PWM控制器中以減少元件數(shù)，只要滿足一定條件便沒有問題。這些條件包括：MOSFET開關(guān)速度足夠快，讓開關(guān)損耗在可接受的范圍內(nèi);較高驅(qū)動電流脈沖產(chǎn)生的噪聲不會干擾控制功能;以及PWM IC的板上散熱易于管理。另一方面，在較高功率的轉(zhuǎn)換器中，一般采用單獨(dú)的驅(qū)動器IC以提供更大的驅(qū)動功率或更方便地管理噪聲和散熱。此外，通過對控制器采用更低的電源電壓，以及采用較高電壓來驅(qū)動功率開關(guān)，可以提高電源效率，而柵極驅(qū)動器IC能夠很好地完成這種電平轉(zhuǎn)換工作。 為節(jié)約成本，有時(shí)也采用分立式元件來搭建簡單的柵極驅(qū)動電路，在不需要具有先進(jìn)功能及性能的驅(qū)動器IC時(shí)，這樣做是可行的。不過，這種方案有不少局限性。例如，如果選定NPN/PNP射極跟隨器的輸出級，偏置電路的設(shè)計(jì)就必須謹(jǐn)慎，當(dāng)晶體管的輸出飽和電壓高至快速開關(guān)電壓時(shí)，會致使輸出電壓的擺幅減小。如果在輸出端改用PMOS/NMOS反向器，控制邏輯必須適應(yīng)這種邏輯轉(zhuǎn)換，而且當(dāng)驅(qū)動器改變狀態(tài)時(shí)一般有部分擊穿。利用上述兩種技術(shù)的任一種，這種低增益級都需要輸入快速邊緣來產(chǎn)生快速的切換，需要更多的電路來執(zhí)行電壓級轉(zhuǎn)換等功能，而元件數(shù)的增加對空間、裝配時(shí)間及可靠性都有不良影響。 柵極驅(qū)動器IC 能夠解決上述大部分問題。它們集成有使能和欠壓鎖定(UVLO)等功能，可以輕松地在啟動、關(guān)斷和發(fā)生故障等最棘手的工作條件下控制功率開關(guān)。很小的邏輯門就能夠很容易地驅(qū)動高阻抗輸入，而且由于驅(qū)動器IC包含有帶正反饋的高增益電路，故只要輸入電壓超過閾值，輸出總是能夠快速切換。當(dāng)IC需要設(shè)計(jì)以防止閾值電壓隨過熱波動時(shí)，很容易通過在輸入端添加簡單的RC電路來插入一個(gè)固定延時(shí)。 驅(qū)動器大小的決定 使用低端驅(qū)動器的兩類常見開關(guān)是具有硬開關(guān)拓?fù)涞某跫壎碎_關(guān)特征的鉗位感應(yīng)開關(guān)，以及同步整流。決定驅(qū)動器大小的標(biāo)準(zhǔn)各不相同，這里做一個(gè)檢閱。 圖1所示為鉗位感應(yīng)開關(guān)的理想導(dǎo)通波形，其特征是漏源電流的上升和漏源電壓的下降之間沒有重疊。這產(chǎn)生最差情況的開關(guān)損耗，通常表示為整個(gè)轉(zhuǎn)換器開關(guān)時(shí)間TS上的平均功耗，即使實(shí)際功耗只發(fā)生在圖中的t2和t3上。 
(t2+t3)的長度取決于平均柵極驅(qū)動電流IG和MOSFET柵極穿越這些時(shí)間間隔所必需的電荷量，兩者都可以在 MOSFET規(guī)格中找到，或者是從總柵極電荷曲線上讀取。
關(guān)斷波形是圖1的鏡像圖形，可以采用類似的方法計(jì)算關(guān)斷開關(guān)損耗，并代入式(1)，求出該功率開關(guān)的總開關(guān)損耗。從這些式子可明顯看出，在損耗時(shí)間間隔內(nèi)，開關(guān)損耗與柵極驅(qū)動電流成反比。對于鉗位感應(yīng)開關(guān)，開關(guān)損耗是決定柵極驅(qū)動器大小的主要指標(biāo)。事實(shí)上，當(dāng)它的輸出電壓接近工作范圍中間值時(shí)，最重要的驅(qū)動器特性是其輸出電流。
若把輸出電壓范圍中間值下的穩(wěn)態(tài)電流作為額定電流，則表1是個(gè)使用指南，顯示了當(dāng)驅(qū)動器路徑上沒有外接電阻時(shí)，單位大小的驅(qū)動器提供或消除一定數(shù)量的柵極電荷的速度。這個(gè)表是通過式(2)計(jì)算得出的，但考慮到實(shí)驗(yàn)室測試條件的非理想化，乘以了1.5的經(jīng)驗(yàn)系數(shù)。然而，這個(gè)系數(shù)仍然過于保守，因?yàn)榧词箾]有使用串聯(lián)柵極電阻時(shí)，功率開關(guān)的內(nèi)部柵極阻抗也會減慢開關(guān)的速度。當(dāng)柵極驅(qū)動器與同步整流器(SR)一起使用時(shí)，大小標(biāo)準(zhǔn)又完全不同，由于體二極管在MOSFET溝道導(dǎo)通之前和之后都導(dǎo)通，故開關(guān)損耗可忽略不計(jì)。在此情況下，所需驅(qū)動器電流取決于時(shí)序和防止由于dv/dt而導(dǎo)通。 為了防止擊穿導(dǎo)致不必要的功耗，必須在加載電壓之前完全關(guān)斷SR，一般通過導(dǎo)通一個(gè)或多個(gè)初級開關(guān)來實(shí)現(xiàn)。為了確保此條件得到滿足，同時(shí)讓SR盡可能長地保持導(dǎo)通狀態(tài)，以最大限度提高效率，必須知道需要多長時(shí)間來關(guān)斷SR。由圖2中的MOSFET模型，可計(jì)算出關(guān)斷時(shí)間。
這里， CGS=CISS-CRSS是MOSFET的線性柵源電容，CGD_SR是低壓非線性柵漏電容或“密勒”電容CGD=CRSS。后者的選擇最好對應(yīng)SR關(guān)斷期間電壓擺幅的中間值，VDD/2。這個(gè)值可從CRSS與電壓的關(guān)系曲線(若提供)讀取，也可以根據(jù)使用手冊給出的對應(yīng)某些更高電壓VDS_SPEC的CRSS_SPEC值按照下式求出：
一旦SR完全被關(guān)斷，功率轉(zhuǎn)換器中的主要開關(guān)可導(dǎo)通，致使SR的漏源電壓急速上升。圖2顯示了這種情況，由CGD和CGS構(gòu)成的電容性分壓器導(dǎo)致內(nèi)部漏電壓增加―MOSFET短暫時(shí)反向?qū)èD除非驅(qū)動器吸入足夠多的電流使內(nèi)部柵極節(jié)點(diǎn)保持在MOSFET的閾值電壓之下。這常常是決定SR驅(qū)動器大小的主要標(biāo)準(zhǔn)。在漏電壓剛開始上升時(shí)，CGD最大，所需吸入電流近似為：
如果一個(gè)較大的驅(qū)動器不能使用，而且它已經(jīng)緊靠SR放置，避免因dv/dt導(dǎo)通的最終手段是通過減慢主要開關(guān)的導(dǎo)通速度來減小dv/dt，但這同時(shí)也增加了主要開關(guān)的開關(guān)損耗。 功能選擇 在選擇驅(qū)動器IC時(shí)，除了額定電流之外，設(shè)計(jì)人員還面臨著功能選擇的問題，也就是輸入邏輯及配置、輸入閾值和封裝的選擇。對于單溝道驅(qū)動器，輸入形式包括反向、非反向、雙輸入和使能輸入等選項(xiàng)。要正確設(shè)置每一個(gè)MOSFET柵極控制信號的極性，通常需要在反向和非反向之間進(jìn)行選擇，由單個(gè)控制輸出驅(qū)動時(shí)，不同開關(guān)有時(shí)選擇不同。如果兩種極性都需要，則雙輸入驅(qū)動器需要的不同元件更少，由于具有一個(gè)反向輸入，一個(gè)非反向輸入，故其可按二者中任一種方式配置。若MOSFET開關(guān)時(shí)需要額外的控制，比如設(shè)置更高的UVLO閾值或啟動期間禁用SR一秒，使能輸入很有用。 驅(qū)動器可以帶有TTL 或 CMOS輸入電平。TTL“低”輸入定義為0.8V以下，“高”輸入定義為2.0V以上，與電源無關(guān)，故TTL閾值近似恒定，總是保持在這兩個(gè)上下限之間。相反地，CMOS輸入閾值大約是電源電壓的40% 和 60%。TTL閾值更常見，在輸入信號(比如來自低壓PWM控制器)幅度較低時(shí)尤其有用。不過，CMOS具有更好的噪聲容限，故是嘈雜環(huán)境的首選。而且利用CMOS可以更精確地設(shè)置RC延時(shí)，因?yàn)槠溟撝蹈咏娫措妷旱囊话搿．?dāng)需要精確時(shí)序時(shí)，輸入閾值和傳播延遲的溫度穩(wěn)定性也很重要。 補(bǔ)償元件 在利用驅(qū)動器IC進(jìn)行設(shè)計(jì)時(shí)，有兩個(gè)補(bǔ)償元件十分重要：旁路電容和串聯(lián)柵極電阻。由于驅(qū)動器產(chǎn)生短電流脈沖，故需要阻抗極低的電源來提供最大電流，這通常是通過緊鄰驅(qū)動器放置一對旁路電容來實(shí)現(xiàn)，而驅(qū)動器本身也應(yīng)該盡可能靠近功率開關(guān)放置以盡量減小這一電流回路的漏電感(stray inductance)。這種較大的電容一般是電解電容器或另一種ESR值較低的電容器，其電容值是有效負(fù)載電容的2~10倍，可利用總柵極電荷通過下式求得：
其次，陶瓷旁路電容一般是該值的十分之一。當(dāng)采用相同的電壓源對靈敏的控制電路進(jìn)行供電時(shí)，良好的習(xí)慣是：在供電線路上串聯(lián)數(shù)歐姆的電阻，把驅(qū)動器部分和控制部分隔離開來。 在驅(qū)動同步整流器時(shí)，驅(qū)動器和功率開關(guān)之間的串聯(lián)柵極電阻往往被忽略，但在實(shí)際中常常使用2到20歐姆的這樣一個(gè)電阻，原因有三：第一，可抑制功率開關(guān)柵極電容和柵極驅(qū)動回路漏電感之間的振鈴電流，如圖3所示，因?yàn)檫^多的振鈴電流會增加EMI，并因快速切換開關(guān)而增加損耗。其次，可減慢開關(guān)速度，從而降低EMI，不過會導(dǎo)致更高的開關(guān)損耗。第三個(gè)可能的原因是，使用一個(gè)串聯(lián)柵極驅(qū)動電阻可以把驅(qū)動器的柵極驅(qū)動損耗部分轉(zhuǎn)移到該外接電阻上，而總的柵極驅(qū)動損耗保持不變。
對于具有控制良好的輸入閾值的驅(qū)動器IC，可以利用串聯(lián)電阻外加驅(qū)動器輸入端的小接地電容，在控制路徑上插入固定延時(shí)。如圖4所示，在增加?xùn)艠O驅(qū)動變壓器和若干其它元件之后，低端驅(qū)動器還可以用于驅(qū)動高端(浮動)開關(guān)，作為高壓驅(qū)動器IC的一種替代方案。這么做的主要原因是，越過隔離邊界，縮短傳播延遲，實(shí)現(xiàn)更穩(wěn)健的驅(qū)動電路。
熱設(shè)計(jì) 由于驅(qū)動器IC的功耗相當(dāng)顯著，故應(yīng)該關(guān)注熱設(shè)計(jì)問題。這是一個(gè)兩步過程：首先估算驅(qū)動器的功耗，然后計(jì)算結(jié)溫，確保其在設(shè)計(jì)限制范圍內(nèi)。對于這里討論的簡單柵極驅(qū)動電路(控制驅(qū)動和非諧振)，與功率MOSFET或IGBT每周期開/關(guān)有關(guān)的總柵極驅(qū)動損耗可從開關(guān)的資料表給出的總柵極電荷曲線求得，即讀取對應(yīng)所選柵極驅(qū)動電壓VDD的總柵極電荷Qg，然后按下式計(jì)算：
這一功耗與串聯(lián)柵極驅(qū)動電阻的值無關(guān)，但會影響與驅(qū)動電路的其它串聯(lián)電阻相比驅(qū)動器IC所消耗的功率。事實(shí)上，驅(qū)動器IC功耗所占比例正好是它的有效輸出阻抗與驅(qū)動回路中所有阻抗總和之比，該值在導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)不同。要進(jìn)行計(jì)算，估算驅(qū)動器的有效輸出阻抗的最簡單方法是：電源電壓的一半除以穩(wěn)態(tài)源或二分之一電源電壓下的輸出鉗位吸入電流。其它應(yīng)該計(jì)入內(nèi)的回路電阻還有開關(guān)的外部和內(nèi)部串聯(lián)柵極電阻，大容量旁路電容的ESR。因?yàn)檫@些電阻中有部分無法精確獲知，按照(7)求得的總柵極驅(qū)動功耗可以作為驅(qū)動器IC功耗的上限，或者計(jì)算值可以使用部分經(jīng)驗(yàn)值。 一旦確定了驅(qū)動器IC的功耗，資料表提供的無論何種熱參數(shù)都應(yīng)用來估算最大結(jié)溫。結(jié)環(huán)熱阻θJA 是最常用的參數(shù)，但很遺憾它只在某些指定熱設(shè)計(jì)中很精確，比如PCB構(gòu)建、散熱和氣流。在無頂部散熱器的低氣流中，大部分功耗集聚在PCB中。這時(shí)，如果結(jié)到引腳或結(jié)到電路板的熱阻給定，且若設(shè)計(jì)限制了PCB的最大工作溫度，假設(shè)引腳溫度等于最大板溫，則可求出工作結(jié)溫的上限：
若結(jié)溫過高，重新選擇改進(jìn)估算，提供更冷卻或選擇阻抗更低的驅(qū)動器。驅(qū)動器供應(yīng)商要獲得更好的結(jié)果(以及資料表提供的某些熱參數(shù))，對封裝和熱環(huán)境進(jìn)行有限元分析是一種好方法。 參考文獻(xiàn)： [1] Balogh L. Design and Application Guide for High Speed MOSFET Gate Drive Circuits. Power Supply Design Seminar SEM-1400, Topic 2, Texas Instruments Literature No. SLUP169 作者：飛兆半導(dǎo)體公司功率模擬設(shè)計(jì)部Van Niemela |
