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德州儀器高性能模擬產品部 Michael Firth與Yang Boon Quek 來源：電子產品世界 2009-11 過去，電源抑制比(PSRR)就已成為一種測量放大器抑制電源輸出噪聲性能的優異測量方法。但是，由于出現了越來越多的D類放大器，以及其擁有的效率優勢，僅僅依靠PSRR作為電源噪聲抑制性能的指示器已經遠遠不夠了。相比開環閉環數字輸入I2S放大器的PSRR規范，這一情況愈加明顯。很多時候，PSRR規范是一樣的，但當監聽低于理想電源的放大器時，很明顯會存在音頻性能差異。本文縱覽了傳統的PSRR測量方法，并解釋了其不能完全捕獲橋接式負載(BTL)結構中D類放大器電源抑制性能的原因，并介紹了一種測量D類放大器中電源噪聲影響大小的替代方法。 要想了解PSRR測量方法無法能夠充分地捕獲電源抑制性能的原因，我們需要回顧到AB類放大器統治消費類音頻電子設備的時代。同今天的情況一樣，AB類放大器一般配置在一個單端(SE)或BTL輸出結構中。實際上，SE AB類放大器擁有分裂軌電源(即±12V)是十分普遍的事，因為電源主要都基于變壓器，而且增加第二個軌的成本也不是特別高。BTL結構更多地用于那些沒有分裂軌電源的音頻系統中。不管是SE還是BTL結構，AB類放大器本身都擁有良好的PSRR，這是因為其基本架構以及通常大大低于電源軌電壓的輸出電平。 就AB類放大器而言，PSRR測量方法可以相對較好地顯示放大器抑制電源噪聲的性能，而就SE結構而言，就需要特別精確的放大器電源噪聲抑制性能(我們后面再展開詳細討論)。我們將時間向前推，便會發現D類放大器在當時的市場上風靡一時。它們以極高效率的運行改變了市場形態，從而在工業設計中實現了相當大的創新，特別是在更小的尺寸方面。但是，相比AB類放大器，它們的架構都存在根本的不同，同時它們的輸出結構選擇幾乎只有BTL。 在BTL結構中，D類放大器具有兩個輸出級，其由4個FETS組成(也被稱作全橋接)。而SE D類放大器只有一個輸出級，由兩個FETS組成(也被稱作半橋接)。相比SE結構，BTL輸出結構擁有諸多優勢，其中包括給定在電源軌情況下的4倍輸出功率，更好的低音響應，以及卓越的開/關咔嗒和噼噗聲性能。BTL架構存在的一些缺點是您需要兩倍數目的FET晶體管。這就意味著更大的硅芯片尺寸和更高的相關成本，并且重建濾波器(LC濾波器)成本也要翻倍。在今天的市場中，盡管SE和BTLD類放大器都可以看到，但大多數還是BTL。 在D類BTL結構中，傳統的PSRR測量方法就無能為力了。要想更好地了解其原因，就需要了解D類放大器的工作原理，以及PSRR是如何測量出來的。D類放大器為開關放大器，其輸出在極高的頻率下(通常為250kHz或者更高)進行軌至軌切換。音頻信號用于脈寬調制(PWM)該開關頻率(方波)。然后，重建濾波器 (LC濾波器)用于從載波頻率提取音頻信號。這些開關架構均極為高效(在一些開關式電源中也采用相同結構)，但是相比傳統的AB類放大器它們對電源噪聲更為敏感。仔細思考一下就不難發現：放大器的輸出實質上就是電源軌(脈寬調制)，因此所有電源噪聲都直接被傳遞給了放大器輸出。 電源抑制比(PSRR)是一種衡量放大器抑制電源噪聲(即紋波)性能好壞的度量標準。在選擇音頻放大器時它是一個重要的參數，因為低PSRR的音頻放大器一般要求更高成本的電源和/或大去耦電容。在消費類電子產品市場上，電源成本、尺寸和重量都是重要的設計考慮因素，特別是在產品尺寸不斷縮小、價格迅速下跌以及便攜式設計日益普遍的情況下。 
傳統的PSRR測量方法中，放大器的電源電壓由一個DC電壓和一個AC紋波信號(Vripple)組成。音頻輸入為AC接地，因此在測量時沒有音頻信號。所有電源電壓去耦電容都被去掉，以使Vripple不受人為衰減(請參見圖1)。然后，測量輸出信號，并使用方程式1計算得到PSRR：
但這種傳統PSRR測量方法使電源噪聲明顯存在于輸出端上，重建濾波器以前和以后均存在。PSRR測量方法并不能給我們任何表示。PSRR測量方法失效的原因是測量期間輸入AC接地。在現實情況中，放大器將播放音樂，這就是事情開始變得有趣的地方。 播放音頻時，電源噪聲同進入的音頻信號混頻/調制，同時其隨之產生的失真不同程度地傳遍音頻頻帶。BTL結構固有的抵消效果不能再消除噪聲。業界給這種現象起了一個十分形象生動的名稱：互調失真(IMD)。IMD是兩種或兩種以上不同信號頻率混頻在一起的結果，其在一般不為任何一個諧波頻率(整數倍數)上的頻率形成一些額外信號。 討論如何彌補PSRR測量方法的一些不足之前，讓我們首先討論一下反饋功能。如果您是喝著咖啡，一直跟隨本文的討論，那么您就不會為D類放大器本身存在的一些電源噪聲問題感到吃驚了。如果不是反饋功能，其便是一個嚴重的問題。(高端音頻應用中，開環放大器聽起來不錯，但那是另外一種情況了。它們一般都擁有非常穩定、高性能的電源和極高的成本目標。)為了補償電源噪聲敏感度，設計人員會設計一個具有高穩定電源的系統(會增加成本)，或者使用一個具有反饋功能的D類放大器(也稱作閉環放大器)。 當今，消費類電子產品市場上大多數模擬輸入D類放大器均為閉環。但是，數字輸入I2S放大器卻是另外一種情況。I2S放大器直接通過一條數字總線連接音頻處理器或音頻源。通過去除不必要的數模轉換，不但可降低成本而且還可提高性能。遺憾的是，今天的市場上并沒有很多閉環I2S放大器，因為構建一個對PWM輸出采樣并將其同輸入I2S數字音頻流相加的反饋環路，是一件十分困難的事情。在模擬反饋系統中，您可將模擬輸出同模擬輸入相加，因此實施起來更為容易。但是，隨著I2S市場的發展，大多數I2S放大器都應遵循與模擬輸入放大器一樣的發展道路，并采用反饋架構。 很明顯，對于BTLD類放大器來說，PSRR并不是一種有效的電源抑制性能測量方法。那么，接下來做什么呢?還是回到那個生動形象的聲音術語互調。我們需要測量播放音頻時產生的互調失真及其相應的 THD+N變量曲線。在這樣做以前，讓我們轉回到SE架構。在SE架構中，不管它是AB類、D類還是Z類放大器，您都得不到BTL架構的抵消效果，因為揚聲器的一端被連接到放大器，而另一端則接地。因此，在SE架構中，傳統的PSRR測量方法具有較好的電源噪聲抑制指示，而不管是AB類還是D類放大器。 現在，讓我們進到實驗室中獲得一些數據。下面是一系列測量法，其中我們在一個開環和閉環I2S放大器中分析和對比了電源紋波IMD。將一個 1kHz數字聲調注入到放大器的輸入端，同時將一個100Hz、500mVpp的紋波信號注入到電源。通過使用一個帶音頻精確度內建FFT函數的差分輸出 FFT來觀察IMD。 實驗結果顯示一個閉環I2S放大器的IMD測量時，1kHz輸入信號時幾乎不存在邊帶。該反饋環路正出色地抑制互調失真。 另一個實驗顯示了相同的IMD測量方法，但這次針對的是一個I2S開環放大器。900Hz和1.1kHz邊帶均非常明顯，因為沒有反饋抑制IMD。 但是就音頻質量而言，IMD并非是一種能夠給您諸多定性方法的簡單的測量方法。一種選擇是進行相同的實驗，但現在卻是對THD+N變量曲線進行測量，這也正是我們要在后面兩個測量方法中做的。利用一個1kHz數字音頻信號和500mVpp電源紋波對THD+N進行測量。電源紋波頻率在50Hz到 1kHz范圍內變化。 圖2中，觀察不同電源紋波頻率下開環部分的THD+N掃描。紅線表示電源沒有紋波的放大器性能，其代表理想狀況。其它曲線代表50Hz到 1kHz之間變化的紋波頻率。請注意，紋波頻率增加時，失真影響的頻率帶寬也同時增加。請注意，開環性能在穩定電源環境中較好，但是這會增加成本，并且會在當今這個消費類電子產品激烈競爭的世界中處于不利地位。
觀察圖3所示的相同THD+N掃描，但現在針對的是閉環放大器。反饋功能將抑制互調失真，因此您沒有看到任何紋波噪聲對音頻性能的影響。
結論 本文中，我們回顧了測量PSRR的傳統方法，并說明了其無法在BTLD類放大器中測量電源紋波影響的原因。BTL輸出結構的固有抵消效果，加上測量期間缺少音頻信號，從而產生一個虛假讀數。這是該規范的嚴重缺點，因為電源噪聲抑制性能在選擇一個D類放大器時是極其重要的，特別是在觀察數字輸入(I2S)閉環和開環放大器之間的性能差異時。要想獲得更為精確的電源噪聲抑制圖像，您需要在輸入端注入一個1kHz音頻信號并在電源上注入噪聲來研究IMD和THD+N性能。最后，我們介紹了閉環D類放大器是如何能夠對電源噪聲進行補償的，而開環放大器卻不能做到這一點。在競爭激烈的消費類電子產品市場中，成本最為關鍵，閉環架構可以降低系統成本是一個非常重要的設計考慮因素。 參考文獻： [1]HaykinS.模擬和數字通信簡介[M].約翰威立國際出版公司(JohnWiley&Sons,Inc.)第3.7章非線性失真,1989 [2]FirthM,KehrR.閉環HDTV音頻不但降低了空間要求和成本，而且還提升了性能[R/OL].[2008-12-5].：http://www.videsignline.com/howto/dtv_entertainment/212202077 [3]TI公司.TAS5710產品說明書或訂購樣片[R/OL].www.ti.com/tas5710 [4]Ti公司.TI音頻產品系列[R/OL].www.ti.com/audio |
