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安森美供稿 在電源設(shè)計(jì)中，為提高能效，通常采用同步整流，即用MOSFET取代二極管整流器，從而降低整流器兩端壓降和導(dǎo)通損耗，提供更高的電流能力，實(shí)現(xiàn)更高的系統(tǒng)能效。然而，傳統(tǒng)的同步整流在用于LLC諧振轉(zhuǎn)換器時(shí)，會有不少的技術(shù)挑戰(zhàn)，如：1) 由于不同工作頻率造成最小導(dǎo)通時(shí)間設(shè)置的困難；2) 由于雜散電感造成過早的同步整流關(guān)斷，導(dǎo)通損耗增加；3) 輕載條件下由于電容電流尖峰導(dǎo)致同步整流電流反向，最終對系統(tǒng)產(chǎn)生不良影響。安森美半導(dǎo)體最新推出的同步整流控制器FAN6248，優(yōu)化用于LLC諧振轉(zhuǎn)換器，完美地解決上述挑戰(zhàn)，適用于高能效服務(wù)器和臺式電腦電源、大屏液晶電視及顯示器電源、網(wǎng)絡(luò)和電信電源、高功率密度適配器、高功率LED照明等等。 傳統(tǒng)的同步整流用于LLC諧振轉(zhuǎn)換器的技術(shù)挑戰(zhàn) 1、最小導(dǎo)通時(shí)間設(shè)置的困難 最小導(dǎo)通時(shí)間用以避免雜訊的干擾。諧振電路的工作頻率會因輕載和重載而有所不同。若根據(jù)重載條件設(shè)置最小導(dǎo)通時(shí)間，會因輕載時(shí)的最小導(dǎo)通時(shí)間太大而延遲關(guān)斷同步整流；反之，則會因重載時(shí)的最小導(dǎo)通時(shí)間太小，由開關(guān)噪聲導(dǎo)致異常關(guān)斷。因此，需要自調(diào)節(jié)的最小導(dǎo)通時(shí)間解決這一挑戰(zhàn)。 2、雜散電感的影響 器件采用不同的封裝會有不同的雜散電感，而雜散電感會導(dǎo)致同步整流關(guān)斷時(shí)的正偏置VLS，過早的關(guān)斷同步整流，固定的關(guān)斷閾值電壓導(dǎo)致較長的本體二極管導(dǎo)通，增加導(dǎo)通損耗。因此，需要自調(diào)節(jié)的關(guān)斷閾值電壓。 3、在輕載條件下同步整流電流反向 由于在輕載條件下，諧振電容電壓幅值不是足夠大，激磁電流向諧振電容充電，在充電器件MOSFET開關(guān)轉(zhuǎn)換產(chǎn)生電容電流尖峰，導(dǎo)通同步整流電流延遲，如果在轉(zhuǎn)換期間由電容電流尖峰開啟同步整流，會導(dǎo)致同步整流電流反向。因此，需要自調(diào)節(jié)的延遲開啟同步整流。 為了解決上述挑戰(zhàn)，安森美半導(dǎo)體推出先進(jìn)的同步整流控制器FAN6248。 FAN6248的關(guān)鍵特性 FAN6248具有反擊穿保護(hù)特性，確保可靠的同步整流，其獨(dú)特的自調(diào)節(jié)死區(qū)時(shí)間控制補(bǔ)償寄生電感以保持恒定的死區(qū)時(shí)間，而不受輸出負(fù)載和雜散寄生電感的影響，這有助于最小化本體二極管導(dǎo)通和最大化能效。輕載時(shí)當(dāng)電容電流足以預(yù)先導(dǎo)通MOSFET時(shí)，F(xiàn)AN6248檢測到同步整流器的電流反向。通過增加在輕載條件下的導(dǎo)通延遲，可避免這樣的運(yùn)行模式，提供安全、穩(wěn)定和高效的工作。FAN6248有一個(gè)自調(diào)節(jié)最小導(dǎo)通時(shí)間電路，以更好地抗噪。它有兩個(gè)同步整流MOSFET門極驅(qū)動，專用的100 V 額定輸入用于檢測各同步整流 MOSFET的漏源電壓。支持達(dá)700千赫的高頻工作。節(jié)能模式下的工作電流低，典型值350 uA。工作電壓范圍4.5 V至30 V。10.5 V的高驅(qū)動輸出電壓可驅(qū)動所有MOSFET頻段到最低的導(dǎo)通電阻。圖1所示為FAN6248的典型應(yīng)用電路，在初級端有一個(gè)LLC控制器。在次級端，配置非常簡單，包含一個(gè)FAN6248控制器和2個(gè)外置電阻，在噪聲嚴(yán)重的系統(tǒng)中可能需要再添加2個(gè)電容。因此，F(xiàn)AN6248是個(gè)高度集成的控制器，需要最少的外部元件。 
圖1：FAN6248的典型應(yīng)用電路 FAN6248的同步整流關(guān)斷算法 FAN6248采用的同步整流關(guān)斷算法基于混合式控制，利用檢測MOSFET的漏極節(jié)點(diǎn)收到的即時(shí)信息和前一周期的信息，以維持最小的死區(qū)時(shí)間200 ns，獲得最佳的能效。該實(shí)施可易于用一個(gè)簡化的電路進(jìn)行分析，其中關(guān)斷事件是通過對比漏極電壓與一個(gè)虛擬的關(guān)斷閾值VTH OFF來確定。
圖2：基于混合式控制的同步整流關(guān)斷算法 1、自調(diào)節(jié)死區(qū)時(shí)間控制 當(dāng)死區(qū)時(shí)間超過預(yù)期的200納秒，F(xiàn)AN6248內(nèi)部會自動調(diào)低補(bǔ)償電壓Voffset，從而提高虛擬的VTH OFF閾值，延長同步整流導(dǎo)通時(shí)間，和減少死區(qū)時(shí)間至接近200 ns。反之，當(dāng)死區(qū)時(shí)間少于200納秒，比較器虛擬的閾值VTH OFF降低，從而縮短同步整流導(dǎo)通時(shí)間，和增加死區(qū)時(shí)間至接近200 ns。因此，該算法使死區(qū)時(shí)間保持在約200納秒，而不受輸出負(fù)載和寄生電感的影響。 2、自調(diào)節(jié)最小導(dǎo)通時(shí)間控制 為避免雜訊干擾，同步整流會定義最小導(dǎo)通時(shí)間。FAN6248有自適應(yīng)最小導(dǎo)通時(shí)間電路。控制器設(shè)置的最小導(dǎo)通時(shí)間為上一個(gè)周期導(dǎo)通時(shí)間的50%。在此間隔期內(nèi)忽略關(guān)斷觸發(fā)。 FAN6248消除電流反向的隱患 輕載時(shí)，寄生效應(yīng)引起的電容電流尖峰會導(dǎo)致MOSFET被過早激活而誤觸發(fā)同步整流，產(chǎn)生從輸出電容器流回同步整流器的反向電流。FAN6248控制器增加了輕載時(shí)的導(dǎo)通延遲，當(dāng)檢測到電流反向，導(dǎo)通延遲將由滿載時(shí)的80納秒增加至輕載時(shí)的380納秒，以避免誤觸發(fā)同步整流和電流反向。 FAN6248的節(jié)能模式 當(dāng)在超過240微秒(HA、HB版本)或420微秒(LA、LB版本)的一段時(shí)間沒有檢測到開關(guān)，F(xiàn)AN6248進(jìn)入節(jié)能模式運(yùn)行。在節(jié)能模式下，控制器停止所有開關(guān)工作，以減小工作電流和降低功耗，該模式下的工作電流是350 uA。當(dāng)檢測到11個(gè)連續(xù)的開關(guān)周期時(shí)，同步整流驅(qū)動脈沖再次啟用。 FAN6248的兩個(gè)版本針對不同的應(yīng)用需求 FAN6248分為HA和HB兩個(gè)系列：HA版本的VTH OFF設(shè)定在130 mV或228 mV，用于采用較大封裝如TO220或D2PAK的同步整流MOSFET；HB版本的VTH OFF設(shè)定在100 mV或175 mV，用于采用較小封裝如PQFN或DPAK的同步整流MOSFET。 能效測試 我們對FAN6248進(jìn)行了能效測試，其中Vin=390 Vdc，Vout=12 Vdc，初級控制器采用NCP1399，滿載時(shí)頻率為110 kHz，從測試波形可看到，系統(tǒng)在滿載、75%負(fù)載、50%負(fù)載和25%負(fù)載的4個(gè)點(diǎn)的平均能效高達(dá)96.29%。
圖3：FAN6248提供高能效 總結(jié) 安森美半導(dǎo)體的同步整流控制器FAN6248解決了傳統(tǒng)的同步整流的技術(shù)挑戰(zhàn)：專有的自調(diào)節(jié)死區(qū)時(shí)間控制可保持恒定的死區(qū)時(shí)間(200 ns)，不受雜散電感的影響，可采用極小導(dǎo)通電阻的同步整流MOSFET，最大限度地減少本體二極管導(dǎo)通，最大化系統(tǒng)的電源能效。反擊穿控制確保可靠的同步整流工作。自調(diào)節(jié)最小導(dǎo)通時(shí)間可提供更高抗噪性。其電流反向檢測能防止誤觸發(fā)和電流反向，確保輕載時(shí)安全和穩(wěn)定的工作。節(jié)能模式下工作電流低實(shí)現(xiàn)待機(jī)模式低功耗。小封裝(SOIC 8引腳)可減少占板空間和降低成本。強(qiáng)大的門極驅(qū)動能力可實(shí)現(xiàn)達(dá)800 W的高功率系統(tǒng)設(shè)計(jì)。 |
