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1 引言 隨著DSP技術發展，數字控制在逆變電源控制中的應用也日益廣泛，同時PWM專用數字控制器件種類繁多。本文對適用于開關電源控制的多個控制器件的性能進行比較，著重詳細介紹TI的TMS320F28XX。 逆變電源一般采用兩級變換架構，即先采用隔離的DC/DC變換電路增大輸入直流電壓，再采用非隔離的DC/AC逆變電路輸出正弦電壓。為了達到高效、一體化管理，可利用單個DSP實現兩個變換器的反饋控制。然而，如果同時對兩個變換器進行反饋控制,但不能同時進行控制計算，必然會造成相互影響,從而影響最終的控制效果。而TI推出的UCD8K系列器件則提供了一個較好的解決方案。UCD8K系列器件可自主完成反饋控制，但需要數字控制器管理，并可直接與3.3 V數字I/O口連接。 另外,驅動逆變電源中的逆變橋的開關管時，必須進行隔離。傳統的隔離驅動方法是脈沖變壓器隔離，采用脈沖變壓器電路簡單，但體積大。目前隨著光電耦合器速度的提高，適用于高頻開關電源隔離驅動的高速光耦已經面世，如Avago公司的HCPL-315J光耦。 借助于TMS320F28XX、UCD8K系列和HCPL-315J新型器件，本文給出的逆變電源的兩級變換可實現高效的閉環控制。 2 硬件設計 2.1 總體設計 逆變電路的硬件框圖如圖1所示，根據電源的指標要求，DC/DC變換器采用推挽拓撲,整流器為全橋整流，DC/AC變換器采用全橋逆變電路。 DC/DC變換器和DC/AC變換器的"控制一輸出"連續域傳遞函數可簡化為： 其中，RE為濾波電容的寄生串聯電阻(ESR)。由于RE相對較小，因此其對極點的影響很小，因此(1)式通常可以近似為： 由(2)式可知"控制一輸出"傳遞函數是含有復極點和一個零點的系統。其中，復極點是由濾波電容和濾波電感組成的低通濾波器產生的。而零點則是由濾波電容及其ESR引起的。通常零點的頻率高于極點的位置。 根據功率級的傳遞函數,利用Matlab的SISOTOOL工具就可設計校正補償函數。 2.2 DSP控制器的選擇 表1列出了目前適用于PWM數字控制的主要器件,通過對性能指標的比較可以看出。TI的TMS320F28XX是目前性能較優異的PWM控制器件。TMS320F28XX系列DSP是24XX系列的升級版。其主要改進在于：主頻由40 MHz提高到100 MHz以上,運算數據位由16位提高到32位，A/D轉換速度也提高了近一個數量級，大大提高了PWM控制性能。特別是從280X系列已采用Micro Edge Positioning(MEP)技術實現高分辨的PWM(HRPWM)功能。TMS320F2808具有4路的HRPWM。而TMS320F28044的所有16路PWM輸出都具有HRPWM功能。常規的數字PWM(如TMS320F2812)，當DSP主頻為100 MHz時，可實現200 kHz的PWM輸出，計數器有效位僅為9位，分辨率為0.2％，難以滿足高精度要求,而采用MEP技術的HRPWM卻極大提高輸出脈寬的分辨率，如表2所示。HRPWM可以達到14.8的有效位數和0.004％的分辨率，分辨率提高50倍。同時，TMS320F280X系列精簡了引腳，從TMS320F2812的176個引腳縮減到TMS320F280X系列的100個引腳，大大減小了印刷板面積。 2.3 UCD8K的應用 UCD8K是TI專為采用微處理器或者DSP數字管理模擬脈寬調制器件進行數字管理而設計的。UCD8220和UCD8620是適用于雙端推挽輸出的PWM控制器件。UCD8220與UCD8620 唯一區別是UCD8620具有110 V高壓啟動電路，可由48 V的通信電源直接啟動。 逆變電源采用兩級變換架構，前一級為隔離的DC/DC變換器，用于提高輸入直流電壓；后一級為非隔離的DC/AC逆變電路。由于前一級對最后的輸出影響較小，因此采用UCD8220或UCD8620控制，穩定電壓輸出的反饋控制是由UCD8220自主實現的，而DSP僅僅參與部分管理功能，這樣。DSP有足夠的CPU時間處理后一級的逆變反饋控制。避免同時控制兩路反饋電路引起沖突。UCD8220的典型應用如圖2所示，而傳統的模擬控制推挽電路采用UC1846，典型電路如圖3所示，通過比較兩者主要區別為： (1)時鐘不同。UC1846采用RC振蕩電路產生時鐘，時鐘頻率即為開關頻率，通過不同的RC值調整開關頻率和死區時間。UCD8220的時鐘由數字控制器給出，該時鐘的低電平時間為開關輸出的死區時間。 (2)UCD8220具有3.3 V兼容的I/O接口。如：時鐘輸入、過流標志輸出、最高電流設定。 (3)UC1846具有5.1 V/30 mA的基準輸出，用于設定反饋信號比較的基準和分壓后可用于過流信號設定。而UCD8220則具有3.3 V/10 mA的基準輸出，可用于電流型控制的斜坡補償，同時也可作為數字控制器件的電源。 (4)UC1846具有專門的關斷輸出引腳(16引腳)，當該引腳輸入電平超過350 mV，關斷PWM。輸出：而UCD8220則無專門的關斷輸出引腳，只要數字控制給出的時鐘信號始終為低電平，就可關斷PWM輸出。 (5)UC1846電流反饋是雙端輸入，電壓反饋的誤差放大器正負輸入和補償端都留有輸入引腳，UCD8220則簡化了輸入，電壓和電流反饋都只采用一只輸入引腳，大大簡化了外圍電路。 2.4 光耦驅動器件的應用 傳統開關電源的隔離驅動方法是采用脈沖變壓器,脈沖變壓器的突出問題是體積大，使控制電路印刷板的設計難度增加，同時脈沖變壓器的漏感難以消除，影響輸出脈沖的邊沿陡度，同時其繞組的寄生參數的存在會導致在脈沖的邊沿產生振蕩，不利于功率管工作。另外，脈沖變壓器共模抑制較低,而采用光電耦合則不存在這些問題。目前隨著光耦速度的提高，使得采用光電耦合用于功率器件的隔離驅動成為可能。著名的Avago技術公司(原屬安捷倫公司)推出了一系列適用于IGBT和MOS-FET的光耦隔離驅動集成電路。輸出驅動電流最大可達2 A，如HCPL-3120。而光耦HCPL-316J在實現隔離驅動的同時還實現隔離故障檢測。該光耦通過內部集成的第二個反向傳輸光耦，監視開關管是否過流損壞，其輸出可直接與TTL電平控制器相連。對于橋式電路采用雙驅動器的器件，如本設計采用的HCPL-315J。HCPL-315J的內部結構如圖4所示。 HCPL-315J的主要特性：在VCM=1500 V時共模抑制比為15 kV/μs；工作電壓范圍為15 V～30 V；雙通道的隔離電壓為l 500 Vrms/分鐘：具有UVLO保護功能；最大輸出驅動電流為0.6 A；外形尺寸為10.36mm×10.31 mm×3.51 mm，光耦驅動器的體積比脈沖變壓器體積小很多，僅僅是傳統隔離變壓器的幾十分之一。但是光耦驅動的代價是必須提供被驅動電路共地的輔助電源(通常為15 V)。HCPL-315J驅動橋式變換的應用電路如圖5所示。 數字控制器輸出的PWM信號經過集電極開路輸出的7407驅動光耦的發光二極管,由于輸出橋臂的上下兩個開關管是交替導通,因此可以采用圖5所示的自舉電路，只采用一路+15 V輔助電源實現兩路不共地的光耦供電。 3實驗研究 設計電路的主要指標：輸入電壓28 V±4 V直流；逆變輸出電壓為115 V±2％：逆變輸出頻率為400 Hz±1％；輸出波形總畸變率(THD)≤3％(帶線性負載時)；單模塊輸出500 VA。電路設計參數為： (1)DC/DC變換器 開關管選用100 V/100 A的MOSFET：整流二極管選用500 V/6 A的快恢復二極管；輸出濾波電路的參數為L=141μH，C=470μF。 (2)DC/AC變換器 開關管選用500 V/20 A的MOSFET：輸出濾波電路L=1.2mH，C=1μF。 實驗波形如圖6所示，上方的波形為輸出電壓波形，采用10：1的探頭測量，因此實際的顯示尺度為100 V/格；下方波形為輸出電流的波形，尺度為2.5A/格。滿載時THD=1.9％，在輸入電壓在22 V～32 V范圍內變化,以負載在150 VA～500 VA內變化進行測量,輸出電壓的變化在1.48％以內,THD的最大值即為滿載輸出值。因此設計完全滿足指標要求。 由于DC/AC變換器的反饋檢測和驅動電路的部分輔助電源采用DC/DC變換器的變壓器的繞組輸出實現，因此，在輸入電壓低于22 V時，僅控制前級DC/DC變換器工作,直到輸入電壓達到22 V時后級DC/AC變換器才開始軟啟動。這樣可以保證DC/AC變換器可靠工作。實驗表明在滿載時輸入電壓在22 V～32 V時，都可以輸出穩定的電壓波形。 由于采用數字控制，輸出電壓的頻率相當穩定。 4 結束語 本文以TMS320F28XX、UCD8K系列和HCPL-315J為核心設計了數字控制兩級DC/AC逆變電源,詳細介紹了所選器件的特點以及應用。實驗結果表明該設計方案具有良好的性能。 |
