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1 引 言 跟蹤雷達是重要的現代雷達體制之一，可以對目標進行連續跟蹤并獲取目標航跡信息，以便進行瞄準計算。為了實現跟蹤作用，要求波束的主瓣指向目標后，波束也必須連續跟隨目標移動，以保證天線波束的主瓣指向不斷地對準運動目標，并隨時測定目標的瞬時坐標數據，以實現天線對目標的跟蹤。隨著導彈、火箭、人造衛星和宇航技術的發展，采用順序比較波瓣法的圓錐掃描天線體制已經不能滿足跟蹤高速飛行器的要求。而單脈沖跟蹤由于采用同時比較波瓣法，獲取誤差信號迅速，跟蹤速度快，誤差信號只與接收到的幾個波束的回波脈沖幅度的相對值有關，不存在目標起伏干擾，因此角跟蹤精度高，抗干擾能力強，而且獲取目標距離信息的波束在天線軸向輻射最強，使得雷達的作用距離也遠。 跟蹤雷達對回波信號的特征提取和目標識別對數據的運算量和吞吐量都提出了特殊要求：即要求對和差通道正交兩路回波信號同時進行采集，并實現高速傳輸、實時大容量處理。因此，其對處理性能的高要求使得大規模實時并行數字信號處理得到廣泛應用。 文中介紹了基于多片ADSP-TS101芯片的某跟蹤雷達的高性能處理系統的設計。系統利用DSP軟件編程完成跟蹤雷達信號處理算法的實現，設計時充分利用ADSP-TS101芯片的內部資源，發揮其性能，合理地解決了高速數據率問題，在存儲雷達回波信號的同時，完成了對雷達回波信號高速實時的并行處理。 2 系統構成 系統為振幅和差單脈沖跟蹤雷達，在對目標的跟蹤時，只收到一個回波脈沖即可得到目標的全部信息(距離、仰角和方位角)。為了實現距離、角度上的高精度跟蹤，系統距離跟蹤采用數字式距離跟蹤，通過對雷達回波信號進行頻域分析，利用回波信號的相移或頻移與時延的對應關系得出距離信息。角度信息的提取和跟蹤采用比幅式單脈沖。系統將回波信號在AD板中進行采樣及中頻正交檢波后輸出I，Q兩路數據。在運算板中對數據做脈沖壓縮處理后提取目標的距離信息，再通過動目標檢測模塊，進行相參積累、求模、恒虛警處理就可以實時、有效、準確地檢測出目標的距離、速度以及相對于雷達的俯仰角、方位角和角誤差，其中俯仰角、方位角與角誤差是在差通道中分時處理獲取。該系統構成如圖1所示。 3 系統設計與實現 3.1硬件平臺 跟蹤雷達的處理系統硬件由A／D板、定時板、和差通道運算板組成。A／D板可通過A／D轉換器完成對外部和差兩路通道信號的模數轉換，并且在FPGA內對數字信號進行正交中頻檢波，緩存并送出到運算板。從A／D采樣精度和速度綜合考慮，選擇14 b的A／D轉換器，其采樣率可達到100 M，可以滿足系統對12 b有效位數和40 MHz采樣速率的要求。由于FPGA具有門陣列的高邏輯密度和高可靠性，使用FPGA實現正交中頻檢波具有更快的處理速度及良好的升級和擴展性。定時板是由一片AT91RM9200和一片FPGA構成的，其中AT91RM9200起控制作用，他通過從RS 422串口接收到外部主機的控制命令，對內部系統進行控制，同時根據從和差通道運算板傳人的距離、速度、角誤差等數據，產生相應的控制命令。而FPGA主要功能是進行高速數據傳送，并由外部傳人的差分時序定時信號，產生AD板、和差通道板相應的定時信號。運算板通過FPGA完成與外界信息交互以及對DSP的運算控制，利用4片DSP芯片完成雷達信號處理，后將運算完的數據再由FPGA回傳到定時板，由此可見DSP在整個運算過程中起著核心的作用。 該系統的運算板將和差通道分開處理，和、差通道運算板采用同樣的設計，兩塊運算板計算之后進行綜合求取目標的方位信息。考慮到系統的實際功能及通用性和可擴展性，運算板采用1片FPGA與4片DSP組合構成，其組成框圖如圖2所示。基于實現功能和性能，所用FPGA為Cyclone II系列。而DSP采用AD公司新一代Tiger-SHARC結構的高性能定點／浮點數字信號處理器ADSP-TS101，他具有很強的數據處理能力和非常高的運算速度，片內有高達6 Mb的雙口RlAM。另外，多條相互獨立的總線和強大的通信能力，使其可以方便地構成性能更高的多處理器并行信號處理系統。運算板4片DSP以松耦合的鏈路方式進行無縫連接，每片DSP可單獨工作。在硬件設計時，前一片DSP的FLAG0引腳連到下一片DSP的中斷引腳IQR0，這樣就可以用中斷機制控制鏈路口的傳輸。每個DSP的其余中斷引腳和FLAG引腳都與FPGA相連，從而不直接相連的DSP之間可以通過FPGA進行通信。DSP1通過FLASH加載程序，DSP2，DSP3，DSP4的程序通過鏈路口串行加載。加載完成后，程序進入等待狀態，一直到中斷來到時，開始運行主程序，完成處理任務。 3.2軟件設計 軟件編程最重要的是軟件處理的高效性，因此在設計信號處理軟件時，要對每個模塊的運算高效性做詳細的分析。基于系統硬件構成，主要介紹對運算板2片DSP編程，完成對雷達回波信號的脈沖壓縮、動目標檢測(MTD)的運算實現。系統運算板中，DSP1通過并行總線使用DMA握手的方式讀入中頻解調后的和／差通道I、Q路數據，對數據進行脈沖壓縮。后將處理的數據按波門通過鏈路口1發送給DSP2。DSP2對脈壓數據經過32個周期的積累后，采用FFT實現窄帶多普勒濾波器組，完成相參積累，并對結果進行求模、恒虛警處理，最后將處理結果通過鏈路口0傳送給DSP4。 系統中需對32個通道(周期)的數據依次進行脈壓后做相參積累和CFAR。為了實現并行處理，提高DSP處理速度，實現數據處理的連續性和等待數據傳輸時間的最小，在設計中將DMA傳輸與內核并行工作。具體做法是將DSP的輸人RAM邏輯上分成兩個大小相等的部分A和B。當外部數據向A(B)寫數據時，DSP從B(A)取出上一批已經存人的數據，然后進行處理。其輸出RAM設置過程同輸入RAM。在實現中，DSP進行完初始化后，等待外部中斷的到來。外部中斷是告知DSP外部數據(雙口RAM中)已經準備好，可以進行處理的握手信號。進人中斷后，先啟動DMA進行外部數據的輸入，同時內核進行對上一批輸人數據的運算，存入存儲區，把上一批的結果送入下一運算模塊。下面給出軟件設計流程圖，如圖3所示。 脈沖壓縮和MTD的實現都要用到FFT變換，為了在程序處理時最大可能地利用ADSP-TS101的總線資源，提高處理的速度，針對ADSP-TS101 6 Mb片上存儲區分為M0，M1，M2三個區域及其各區域可具有獨立總線的優點，將程序代碼放在片上存儲區M0，旋轉因子及匹配濾波器系數放在M1，而輸入及輸出乒乓存儲區設置到M2，這樣在進行處理最耗時間的FFT／IFFT運算時，便可充分利用ADSP-TS101的指令并行優勢。試驗證明，這樣設置比將所有參與運算的數據采用其他任何方式存放至少節省10％的指令周期。同時對FFT的旋轉因子及脈壓的匹配濾波器系數均事先放入存儲區，進一步減少所耗費的指令周期，提高了效率。利用ADSP-TS101雙運算模塊，單指令多數據(SIMD)的特點，在求模和CFAR的設計中，同時進行兩個距離單元的兩個通道的并行處理，大大縮短了算法的實現時間。程序從CFAR算法實現的優化出發，可巧妙地避免重復的求和運算，減少算法的指令周期。 4 系統測試結果 上述設計在實際中得到了驗證，用模擬信號源產生脈沖重復周期為300μs的和差兩路線性調頻信號作為測試信號，然后將該信號送到被測系統中進行處理，最后通過串口將處理結果送到計算機中對目標信息進行觀察驗證。測試系統框圖如圖4所示。 在測試部分中，AD板正交檢波后以DMA握手方式將I，Q兩路數據打包后送到DSP1中進行脈壓，在一個脈沖發射周期內，外部數據DMA傳輸時間為40μs，脈壓完成需198 μs，通過鏈路口傳輸數據所需時間約為5.36μs，該實現過程共需40+198+5.36=243.36μs。在實行了運算與數據傳輸的并行處理后實際處理時間縮小到約200μs，小于脈沖重復周期(300μs)。DSP2接收32通道數據需172 μs，相參積累的完成需118μs，求模和恒虛警的完成需336 μs，該實現過程共需172+118+336=626μs。同樣，實行并行處理后實際處理時間縮小，遠小于32個脈沖重復周期。由此看出，該系統滿足時間要求。圖5為測試一個目標的回波脈壓后的結果，(a)為Matlab仿真脈壓結果，(b)為DSP運行結果，二者誤差很小，主副瓣比約為-28 dB。圖6(a) 為MTD的結果，由x，y值可知目標fd為0，則速度為0，若每一個距離單元代表15 m，則目標在315 m。圖6(b)為CFAR結果，可檢測到目標在零通道的第21個距離單元處，與Matlab仿真結果相同。系統輸入幅度不同的和差兩路測試信號，其角誤差為0.006 34°，得到的實測角誤差為0.006 54°，誤差很小，角跟蹤精度高。這是由于系統對和差通道采用了相同的處理，減小了通道不一致性對測量的影響，提高了角跟蹤精度。 5 結語 本文以跟蹤雷達的處理系統設計為背景，利用ADSP-TS101的超高性能和內部資源，采用并行化和模塊化設計，將硬件平臺與軟件編程相結合，實現了對雷達信號的高速實時處理。對脈沖壓縮、MTD、CFAR的實現過程，特別是軟件設計過程中的具體問題進行了詳細的討論，最后給出一組測試結果，驗證了系統對目標距離跟蹤、角度跟蹤的可靠性和高效性。 |
