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1. 引言 在低壓大電流場(chǎng)合中，推挽電路以其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、磁心利用率高的優(yōu)點(diǎn)而得到了廣泛應(yīng)用。但是，傳統(tǒng)的推挽電路存在如下幾個(gè)缺點(diǎn)：（1）由于原邊漏感的存在,功率管關(guān)斷時(shí),漏源極產(chǎn)生較大的電壓尖峰；（2）輸入電流紋波的安秒積分大，因而輸入濾波器的體積較大。 本文在傳統(tǒng)推挽電路的基礎(chǔ)上增加了一個(gè)箝位電容C,得到如圖1所示的新型推挽正激電路拓?fù)洹Ｔ撾娐房梢越鉀Q上文所述的傳統(tǒng)電路存在的兩個(gè)缺點(diǎn)。
2. 推挽正激電路工作原理 如圖1所示為推挽正激變換器。該變換器的兩個(gè)主功率開關(guān)管V1、V2和兩個(gè)匝數(shù)均為Wp的初級(jí)繞組Tp1、 Tp2交替連接成一個(gè)回路，在回路的兩個(gè)中點(diǎn)之間連接一個(gè)箝位電容C。Cin為輸入電容, Dv1 、Dv2為V1 、V2寄生的反并二極管。D1、D2組成雙半波整流電路。 電源正→原邊繞組Tp2→箝位電容C→原邊繞組Tp1→電源負(fù)構(gòu)成一個(gè)回路。忽略 變壓器漏感則加在變壓器原邊兩個(gè)繞組的電壓之和為零，箝位電容上的電壓為Uin ，下正上負(fù)。另外一個(gè)回路：電源正→V1→箝位電容C→V2→電源負(fù)。根據(jù)基爾霍夫電路定律可得： Uds1+Uds2=Uin+Uc＝2Uin 因此，當(dāng)某一開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，另一開關(guān)管的電壓被箝位在2Uin ;當(dāng)兩個(gè)開關(guān)管均關(guān)斷時(shí),開關(guān)管電壓各為Uin。 在分析推挽正激電路工作模態(tài)前，我們做如下設(shè)定： （1） 開關(guān)管V1、V2均為理想器件，整流二極管D1、D2為理想器件，導(dǎo)通壓降忽略不計(jì)； （2） 箝位電容C較大，在工作過(guò)程中兩端電壓保持Uin基本不變 ； （3） 濾波電感Lf較大，在較短的時(shí)間內(nèi)可以視為恒流源，電流維持不變；穩(wěn)態(tài)時(shí)輸出電流Io=Uo/R; （4） 原邊繞組匝數(shù)同為Wp,勵(lì)磁電感和漏感均相同為L(zhǎng)m、L ,副邊匝數(shù)同為Ws,匝比n=Ws/Wp; （5） 開關(guān)周期Ts, V1、V2每個(gè)周期開通時(shí)間均為Ton ，V1、V2工作的占空比均為：D＝Ton/Ts; 圖2為推挽正激電路工作原理波形圖，一共分為8個(gè)工作模態(tài)。
1) [t1—t2] 在t1之前開關(guān)管V1、V2都是關(guān)斷的，輸入電流沿回路：電源正→原邊繞組Tp2→箝位電容C→原邊繞組Tp1→電源負(fù)環(huán)流工作，環(huán)流為Ia=nDIo (具體分析在第3節(jié)中給出)。原副邊繞組電壓為0，整流二極管D1、D2同時(shí)導(dǎo)通。t1時(shí)刻V1開通， Uin加在繞組Tp1的漏感上，I1快速增加；Uc加在繞組Tp2的漏感上，I2迅速減小并反向增大。相應(yīng)的，在副邊流過(guò)D1電流ID1增大，流過(guò)D2的電流ID2減小。t2時(shí)刻，D2截止ID2＝0。此模態(tài)等效電路圖如圖3a,持續(xù)時(shí)間： 其中，ILfmin為t1時(shí)刻濾波電感電流。 2）[t2—t3] 當(dāng)D2截止時(shí)，該工作模態(tài)開始工作，電源電壓Uin加在繞組Tp1的勵(lì)磁電感和漏感上，Uc加在繞組Tp2的勵(lì)磁電感和漏感上，原邊兩繞組各承擔(dān)勵(lì)磁電流和負(fù)載電流變化率的一半，這時(shí)初級(jí)相當(dāng)于兩個(gè)單端正激電路并聯(lián)工作[2-4]。I1增加，I2反向增大。工 作模態(tài)如圖3b,持續(xù)時(shí)間： 3) [t3 –t4] V1關(guān)斷時(shí)該工作模態(tài)開始工作。在此之前I1始終大于I2，因此在V1關(guān)斷瞬間V2的反并二極管Dv2導(dǎo)通。同時(shí)，流過(guò)D1的電流ID1減小，流過(guò)D2的電流ID2從零開始增加，副邊繞組短路工作。電容電壓Uc加在繞組Tp1的漏感上，Uin加在繞組Tp2的漏感上，I1迅速減小，I2迅速增加。 當(dāng)I1=I2時(shí)該工作模態(tài)結(jié)束。等效的工作模態(tài)電路如圖3c，持續(xù)時(shí)間： 其中，ILfmax為t3時(shí)刻濾波電感電流。 4)[ t4—t5] 在此期間，V1和V2都關(guān)斷。漏感平均電流（環(huán)流）Ia經(jīng)過(guò)回路電源正→原邊繞組Tp2→箝位電容C→原邊繞組Tp1→電源負(fù)流動(dòng)。由于電源電壓和箝位電容電壓相等，加在原邊兩個(gè)繞組上的電壓均為零，則環(huán)流Ia保持不變。等效的工作模態(tài)如圖3d,持續(xù)時(shí)間： 5)[t5—t9] V2導(dǎo)通開始下半個(gè)周期的工作，工作模態(tài)和上半個(gè)周期相同，只是勵(lì)磁電流的方向相反，完成變壓器的去磁。 圖3 PPF工作模態(tài)圖 3.環(huán)流分析 設(shè)該推挽正激變換器的功率損耗為零，根據(jù)系統(tǒng)能量守恒定律可得，在半個(gè)周期Ts/2內(nèi)電源輸入功率 為了分析問(wèn)題的簡(jiǎn)便，我們假設(shè)以下理想條件成立： (1) 原邊兩個(gè)繞組換流瞬間完成，即： (2) 勵(lì)磁電感Lm和濾波電感Lf較大，勵(lì)磁電流為零，Lf可以看作恒流源，求得: 輸出功率： 聯(lián)立以上兩式， Ia=nDIo 由此可見，當(dāng)電路的工作占空比D大，原邊環(huán)流時(shí)間短，環(huán)流量值較大；隨著輸出功率的增加，環(huán)流值也增大。 4.主要參數(shù)對(duì)電路工作的影響分析 4.1. 箝位電容C的作用與選取 箝位電容的兩個(gè)主要作用： 1) 抑制開關(guān)管關(guān)斷電壓尖峰 如圖1，在開關(guān)管V1關(guān)斷時(shí)，由箝位電容C給變壓器原邊漏感提供一個(gè)Dv2→C→Tp1的低阻抗能量釋放回路。將V1的漏源極電壓箝位在Uin+Uc, 因而開關(guān)管的電壓尖峰得到了有效的抑制。箝位電容在開關(guān)管全關(guān)斷時(shí)儲(chǔ)存電能，在導(dǎo)通時(shí)將能量釋放給負(fù)載，理論上，無(wú)能量損耗。 2) 減小輸入濾波器體積 與傳統(tǒng)的推挽電路相比，推挽正激電路中的箝位電容為開關(guān)管關(guān)斷期間提供一個(gè)續(xù)流回路。正是由于續(xù)流回路的存在使推挽正激電路工作的輸入電流紋波的安秒積分較其它拓?fù)湫 Ｒ虼耍梢詼p小輸入濾波器的體積。 箝位電容的選取： 根據(jù)前文的分析，箝位電容C的電壓脈動(dòng)△Uc由環(huán)流期間的充電量決定的： 一般地，電路工作周期Ts、最大負(fù)載電流Io、變壓器匝比n在設(shè)計(jì)前就已經(jīng)確定了。在工程實(shí)際中，選取△Uc＝20％Uin,因此，根據(jù)占空比D的工作范圍可以計(jì)算出所需的電容值。同時(shí)，為了減小電容ESR的影響，一般采用多個(gè)薄膜電容并聯(lián)的方案。 4.2.變壓器漏感對(duì)PPF工作的影響 對(duì)于理想的變壓器，變壓器的漏感 從以上分析可見，減小漏感可以提高系統(tǒng)的效率。因此，變壓器常采用原副邊間繞的方法來(lái)減少漏感的值。 5．仿真和實(shí)驗(yàn) 5.1.仿真分析 基于上文的分析，對(duì)PPF的工作進(jìn)行了原理性的仿真。仿真主電路如圖1所示。仿真主要參數(shù)：Uin=28v, C=70uF，n=6, Io=10A, Lf =160u, Cf =680u\400v×2, Ts=20us。 圖4為輸出電流Io=10A，占空比D分別為：0.1、0.25、0.4時(shí)對(duì)應(yīng)的箝位電容C電壓脈動(dòng)△Uc仿真波形圖。由此可見，當(dāng)D=0.25時(shí)△Uc最大。
圖5(a)為原邊激磁電感Lm=12uF,漏感 時(shí)仿真波形圖;圖5(b)為原邊激磁電感Lm=12uF,漏感 ＝0時(shí)仿真波形圖。仿真結(jié)果表明， ＝0時(shí)輸入電流不存在環(huán)流過(guò)程。 圖5 輸入電流仿真波形圖 5.2.實(shí)驗(yàn)結(jié)果 根據(jù)有關(guān)技術(shù)要求，研制出了一臺(tái)輸入24V－32VDC,輸出120VDC的2kW DC\DC變換器。系統(tǒng)參數(shù)：開關(guān)頻率：fs＝50kHz；主功率開關(guān)管：IXTK180N15; 整流二極管：DSEP60－06A；箝位電容C=70uF;濾波電感Lf =160uH;濾波電容Cf =680uF/400v×2；主變壓器匝比：n=6，磁心：EE55×2。 圖6為額定負(fù)載下實(shí)驗(yàn)波形圖，其中圖6（a）是原邊繞組電流波形圖：ch1：開關(guān)管V1驅(qū)動(dòng)信號(hào)波形, ch2：開關(guān)管V2驅(qū)動(dòng)信號(hào)波形, ch3：繞組Tp1電流波形I1, ch4：繞組Tp2電流波形I2; 圖6（b）開關(guān)管漏源極波形圖: ch1：開關(guān)管V1的驅(qū)動(dòng)信號(hào),ch2：開關(guān)管V2源漏極電壓波形,ch3：開關(guān)管V2的驅(qū)動(dòng)信號(hào),ch4：開關(guān)管V2源漏極電壓波形。圖6實(shí)驗(yàn)波形驗(yàn)證了上述理論分析的正確性。
圖6額定工作波形圖 圖7為輸出電流Io＝16A時(shí)原邊繞組電流和箝位電容電壓脈動(dòng)波形圖：ch3：繞組Tp1電流波形I1，ch4：繞組Tp2電流波形I2，ch1：箝位電容電壓脈動(dòng)△Uc波形。實(shí)驗(yàn)波形充分說(shuō)明了第3節(jié)環(huán)流分析結(jié)論和第4.1.節(jié)中箝位電容選取原則理論的正確性。
圖7 D不同時(shí)原邊環(huán)流和箝位電容脈動(dòng)波形圖 圖8為2kW DC\DC變換器效率分布曲線，該變換器的效率可達(dá)93.2％。圖9為變換器實(shí)物圖。
6. 結(jié)論 仿真分析和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了本文中理論分析和公式推導(dǎo)的正確性，表明推挽正激電路應(yīng)用于該變換器中具有以下優(yōu)點(diǎn)：（1）抑制了開關(guān)管漏源極電壓尖峰，降低了開關(guān)管的電壓應(yīng)力和功率損耗 ，整機(jī)效率高；（2）變壓器雙向磁化，磁利用率高；（3）輸入電流紋波安秒積分較其它拓?fù)湫。瑴p小了輸入濾波器體積。該變換器尤其在低壓大電流場(chǎng)合中具有很高的工程實(shí)用價(jià)值。 |
