|
APFC(active power factor correction)技術就是用有源開關器件取代整流電路中的無源器件或在整流器與負載之間增加一個功率變換器，將整流輸入電流補償成與電網電壓同相的正弦波，消除諧波及無功電流，提高了電網功率因數和電能利用率。從解耦的理論來看，三相PFC技術可以分成不解耦三相PFC、部分解耦三相PFC以及完全解耦三相PFC三類。全解耦的三相PFC，如6開關全橋電路，具有優越的性能，但是控制算法復雜，成本高。單開關的三相boost升壓型PFC電路工作在DCM模式下，屬于不解耦三相PFC，由于它的成本低，控制容易而得到廣泛應用，但是開關器件電壓應力大，電源容量難以提高，只適用于小功率場合。部分解耦的三相PFC電路具有低成本、高效的特點，具有廣闊的應用前景。三相雙開關電路就是典型的部分解耦PFC電路。本文針對該電路的工作原理和控制策略進行了仿真和實驗。 1 三相雙開關PFC電路CCM下的工作原理 1．1 主電路結構 電路將三相交流電的中性線與2個串聯開關管S1，S2的中點以及2個串聯電容C1，C2的中點相連接，構成三電平(正、負電壓和零電壓)結構，2個串聯電容分別并聯平衡電阻R1，R2，使上、下半橋作用于電容C1，C2的輸出電壓相等。電路結構如圖1所示。 由于中性線的存在，上下半橋相互獨立，形成部分解耦的基礎，并且開關器件承受的電壓只有輸出電壓的1／2，降低了對開關管的選型要求。在此基礎上提出一些新的雙開關拓撲結構，但結構復雜，難以控制。 1．2 過程分析 由上述分析，上、下半橋可作為獨立結構分析。以上半橋為例，等效電路圖如圖2所示。 由三相電壓的對稱特性，每2π／3的區間里，只有一相正相電壓最大，如果能使每相的瞬時電流在2π／3的區間里跟蹤其最大相電壓，即可實現最大程度的電流校正。根據這樣的思路，現分析[π／6～5π／6]中a相電流的變化，因為這段區間Ua最大，可分3個階段分析。 第1階段[π／6～π／3]，Ua＞Uc＞O，在t0時刻開通S1，a相和c相電感同時充電，導通時間ton，這段時間的等效電路如圖3所示。由于開關器件載波頻率遠大于工頻，因此對于S1開關周期電路分析可將三相電源等效為對應的直流電壓源。基于此假設可知，載波頻率越高，電流波形越接近推理結果。此時的a相電流參見式(1)： 式中：ILc(t0)為c相電流初值。 在t1時刻關斷S1，電壓源和儲能電感共同向負載提供能量，電感電流下降，由于Uc較小，iLc的下降率更大。該段時間的等效電路如圖4所示。此時a相的電感電流參見式(3)： 式中：ILa(t1)為a相電流初值，U01為上半橋輸出電壓。 同理，c相電流參見式(4)： 式中：ILc(t1)為c相電流初值。 由以上公式推理可得iLa和iLb的波形如圖5所示。由于電流的連續模式，a相電感放電階段不會回零，且變化斜率由相電壓幅值決定，如式(1)、式(3)所示。由于單相電路等效為Boost電路，當電路運行在CCM模式，占空比計算如式(5)所示： 式中：Uo1是上半橋的輸出電壓。 第2階段[π／3～2π／3]，正相電流只有a相，所以開關的通斷只會引起iLa的變化。 第3階段[2π／3～5π／6]，a相和b相電壓為正，開關的通斷會引起iLa，iLb的變化。電路分析過程均和第一階段類似。通過上面的分析可知。在[π／6～5π／6]控制a相的電流跟隨其最大相電壓，既可以使a相的電流得到最大的補償，又可以使相鄰相的電流得到一定補償。這種控制方法簡單，可行性高，但由于電路處于部分解耦狀態，在第l(或3)階段無法對c(或b)相進行獨立控制，補償效果并不理想，如何優化控制以減小c(或b)電流諧波仍有待解決。 2 CCM模式下的控制和仿真 2．1 控制分析 按電感電流是否連續，APFC電路的工作模式可以分為連續導電模式(CCM)、斷續導電模式(DCM)和介于兩者之間的臨界斷續導電模式(DCM boundary)。該電路可以工作在DCM和CCM模式下。工作在DCM模式下，THD仍然較大。本文使用平均電流控制技術，由于平均電流控制電路具有體積小，重量輕，系統噪聲小，穩定性高等優點，因而得到了廣泛的應用。總控制框圖如圖6所示。 結合第1節的分析，它的基本控制原理是：采用雙閉環控制策略，即電壓外環和電流內環相結合。電壓外環的任務是采樣輸出電壓和給定比較，差值經過PI調節和三相交流電壓的最大(最小)值相乘作為相位給定，再取樣實際輸入的三相電流的最大(最小)值，兩者的差值和三角載波比較產生驅動信號，驅動MOS管。上、下橋臂的MOS管完全獨立，互不影響。這樣控制的好處是：在最大程度上(2π／3的區間里)對每相進行最優控制，控制算法簡單，采用數字化的控制方法，成本低。性價比高。實際的校正過程是(以正半橋為例)：當輸出大于400 V，誤差為正，經過PI調節，誤差被正向放大，經乘法器得到與輸入電壓同相位的單位正弦電流也相應增大，與實際電流的差值增加，使PWM的占空比增大，輸出電壓減小。 2．2 仿真分析 本文的仿真是基于Matlab／Simulink平臺，應用其中SimPowerSystems模塊中的元件搭建而成。應用Matlab／Simulink不需要再建立各種模塊的模型，可以快速驗證系統的可行性和控制算法的有效性。電路的仿真參數為：輸入電壓：三相交流380 V；輸出電壓：800 V；開關頻率為：10 kHz；Boost電感值：300μH；輸出濾波電容：470μF；平衡電阻：100 kΩ；負載電阻：100 Ω；輸出功率：6．4 kW。上橋臂的控制模塊的仿真電路需要注意：采樣三相電壓的瞬時值作為給定一般在整流后，但由于電感、電容的存在，使整流后的波形并不是標準的饅頭波，所以采整流前端的三相電壓作為給定；三角載波模塊取自plecs工具箱，設置較為容易，載波頻率為10 kHz；使用加減模塊和滯環模塊組合，通過設置環寬為0，可以實現電壓(電流)比較器的功能；下橋臂的電壓給定取自負半橋最小電壓的絕對值(不是最大電壓)。在此基礎上，仿真得到的波形如圖7所示。觀察a相和c相電流波形可知，電路工作在CCM模式下，在[π／6～5π／6]，a相電流得到了最大補償；而在[O～π／6]，a相的電流補償效果是比較差的，因為此時的控制量是c相電流，c相電流得到最大補償；同理在[5π／6～π]，b相電流得到最大補償，就是說補償了c相電流，卻破壞了a相的電流波形。其中a相電流THD=13．76 ％，其中3次和5次諧波的幅值較大，可以考慮用諧波注入法來消除3次與5次諧波。半橋電壓的平均值為400．2 V，負載電壓平均值為800 V，從仿真結果看，控制的基本思路是正確的。 3 實驗分析 該實驗的控制芯片使用DSP2407，其內部的事件管理器EV和A／D模塊，資源豐富。驅動芯片使用M57962L，它集成過流保護電路和過流保護輸出端子。本文實驗的硬件控制框圖如圖8所示。 實現CCM控制的算法都是在DSP中完成的，外部硬件只需檢測控制所需的8個信號，可見采用DSP所需的硬件電路較少，這使得控制系統的修改和維護變得相當容易和方便。實際波形和仿真結論基本吻合，如圖9、圖10所示。圖中，在[0～π／6]，a相電流的補償效果最好；在[π／6～5π／6]和[5π／6～π]，電流比較平，補償的效果比較差，這是由部分解耦的特點決定的。 4 結語 本文提出了三相雙開關PFC電路在CCM模式下的控制策略，分析了電路的工作原理，給出了該電路在開關周期內的波形和工作方程表達式，并且通過仿真和試驗結果驗證了電路分析的正確性。該電路結構簡單，控制容易，成本低并且輸入電流諧波低、功率因數高，適用于中、大功率應用場合。 |
