減少諧波失真的PCB設計方法

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減少諧波失真的PCB設計方法

減少諧波失真的PCB設計方法

實際上印刷線路板(PCB)是由電氣線性材料構成的，也即其阻抗應是恒定的。那么，PCB為什么會將非線性引入信號內呢？答案在于：相對于電流流過的地方來說，PCB布局是“空間非線性”的。

　　放大器是從這個電源還是從另外一個電源獲取電流，取決于加負載上的信號瞬間極性。電流從電源流出，經過旁路電容，通過放大器進入負載。然后，電流從負載接地端(或PCB輸出連接器的屏蔽)回到地平面，經過旁路電容，回到最初提供該電流的電源。

　　電流流過阻抗最小路徑的概念是不正確的。電流在全部不同阻抗路徑的多少與其電導率成比例。在一個地平面，常常有不止一個大比例地電流流經的低阻抗路徑：一個路徑直接連至旁路電容；另一個在達到旁路電容前，對輸入電阻形成激勵。圖1示意了這兩個路徑。地回流電流才是真正引發問題的原因。

　　當旁路電容放在PCB的不同位置時，地電流通過不同路徑流至各自的旁路電容，即“空間非線性”所代表的含義。若地電流某一極性的分量的很大部分流過輸入電路的地，則只擾動信號的這一極性的分量電壓。而若地電流的另一極性并沒施擾，則輸入信號電壓以一種非線性方式發生變化。當一個極性分量發生改變而另一個極性沒改動時，就會產生失真，并表現為輸出信號的二次諧波失真。圖2以夸張的形式顯示這種失真效果。

　　當只有正弦波的一個極性分量受到擾動時，產生的波形就不再是正弦波。用一個100 Ω負載模擬理想放大器，使負載電流通過一個1 Ω電阻，僅在信號的一個極性上耦合輸入地電壓，則得到圖3所示的結果。傅立葉變換顯示，失真波形幾乎全是-68dBc處的二次諧波。當頻率很高時，很容易在PCB上生成這種程度的耦合，它無需借助太多PCB特殊的非線性效應，就可毀掉放大器優異的防失真特性。當單個運算放大器的輸出由于地電流路徑而失真時，通過重新安排旁路回路可調節地電流流動，并保持與輸入器件的距離，如圖4所示。

　　多放大器芯片

　　多放大器芯片(兩個、三個或者四個放大器)的問題更加復雜，因為它無法使旁路電容的地連接遠離全部輸入端。對四放大器來說更是如此。四放大器芯片的每一邊都有輸入端，所以沒有空間放置可減輕對輸入通道擾動的旁路電路。

　　圖5給出了四放大器布局的簡單方法。大多器件直接連至四放大器管腳。一個電源的地電流可擾動另一個通道電源的輸入地電壓和地電流，從而導致失真。例如，四放大器通道1上的(+Vs)旁路電容可直接放在臨近其輸入的地方；而(-Vs)旁路電容可放在封裝的另一側。(+Vs)地電流可擾動通道1，而(-Vs)地電流則可能不會。

　　為避免這種問題，可讓地電流擾動輸入，但讓PCB電流以一種空間線性方式流動。為實現此目的，可以采用下方式在PCB上布局旁路電容：使(+Vs)和(–Vs) 地電流流經同一路徑。若正/負電流對輸入信號的擾動相等，則將不會產生失真。因此，使兩個旁路電容緊挨著排列，以使它們共享一個接地點。因為地電流的兩個極性分量來自同一個點(輸出連接器屏蔽或負載地)，并都回流至同一個點(旁路電容的公共地連接)，所以正/負電流都流經同一路徑。若一個通道的輸入電阻被(+Vs)電流擾動，則(–Vs)電流對其有相同影響。因為無論極性是怎樣的，產生的擾動都相同，所以不會產生失真，但將使該通道增益發生小的變化，如圖6所示。

　　為驗證如上推斷，采用兩個不同的PCB布局：簡易布局(圖5)和低失真布局(圖6)。采用飛兆半導體的FHP3450四運算放大器所產生的失真如表1所示，FHP3450的典型帶寬是210MHz，斜率是1100V/us，輸入偏置電流是100nA，每通道的工作電流是3.6mA。從表1可看出，失真越嚴重的通道，改進的效果越好，從而使4個通道在性能上接近相等。

　　若在PCB上沒有一個理想的四放大器，則測量單一放大器通道的效應會很困難。顯然，一個給定的放大器通道不僅擾動其本身輸入，還會擾動其它通道的輸入。地電流流經全部不同的通道輸入，且產生不同效果，但又都受每個輸出的影響，這種影響是可測量的。

　　表2給出了當只驅動一個通道時，在其它未受驅動的通道上測量到的諧波。未驅動通道在基本頻率上顯示出一個小信號(串擾)，但在沒有任何顯著基本信號的情況下，也產生由地電流直接引入的失真。圖6的低失真布局顯示：因為幾乎消除了地電流效應，二次諧波和總體諧波失真(THD)特性有很大改進。