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在現代雷達接收機中，應用最廣的結構是超外差結構。在該結構中，單片系統往往需要片外濾波器去除鏡像信號，例如SAW濾波器，因而給系統的集成度帶來影響。為了達到一定的鏡像抑制比，而又不使用片外濾波器，通常使用鏡像抑制混頻器能提供60 dB左右的抑制度。但現代雷達接收機至少需要80 dB的抑制度，這就給鏡像抑制混頻器的設計增加了難度。 為解決該問題，研究工作主要集中在鏡像抑制LNA的設計上。從文獻中，可以看到通過LNA與陷波濾波器(notch filter)的連接，其單片LNA的抑制度分別達到20 dB和75 dB。本文結合雷達接收機中LNA的指標，通過設計電路結構提高抑制度，與后級的鏡像抑制混頻器連接達到了較高的鏡像抑制比，提高了整個雷達接收機對鏡像信號的抑制度。 1 陷波濾波器 在本文中，對低噪聲放大器的要求是工作頻段為S頻段，噪聲系數FN為2～3 dB，功率增益在30 dB以上，輸出1 dB壓縮點不低于10dBm，工作電壓為5 v。針對以上要求，采用的LNA基本結構為發射極電感負反饋。式(1)表明，選擇適當的感值就能使端口得到匹配，最重要的是，這種結構在信號的通道上避免了噪聲電阻，大大降低了噪聲系數，如圖1所示。 陷波濾波器分為有源和無源2種結構，為減少設計的復雜度，在鏡像抑制LNA設計中，采用無源結構，如圖2所示，其中包括了C1，C2和L1 3個無源元件(L1中寄生電阻值為RL1)。 2 LNA設計分析 LNA的性能很大程度上決定了雷達接收機的性能指標。為了滿足設計指標中的功率增益，實際的LNA采用三級級聯的方式設計。 式中：Fn，GAn，(IIP3)n分別為LNA每級的噪聲系數(這里n=1，2，3)，功率增益和三階交調參數。 從式(6)、式(7)不難得出： (1)降低模塊的噪聲系數，主要是降低前級電路的噪聲系數； (2)為了降低后續電路的噪聲對整個模塊的噪聲影響，前級模塊需要提供適當的增益； (3)要提高模塊的線性度，除了提高各級電路的線性度之外，各級的增益不能太高。 為了滿足整個LNA的噪聲要求，第一級放大器應主要面向優化噪聲設計，以得到最小的噪聲系數，整個系統的噪聲系數基本取決于第一級的噪聲系數。第二級放大器應在面向噪聲優化的同時，提供一定的增益和線性度，以避免整個放大器的增益過低。第三級放大器主要面向線性度的優化，通過諸如增大發射極電感的大小和晶體管偏置電流等手段，可以有效地提高1 dB功率壓縮點輸出功率，但是增益會受到一定的影響。 基本放大器采用共源共柵結構，既可以增加輸入／輸出的隔離度，又降低了Ld1和M2間的Miller效應。同時，M1與M2之間接入電感Ld1，有助于改善放大器的增益和噪聲情況。 在三級電路設計中，最復雜的是第三級電路。第三級放大器要滿足1 dB功率壓縮點輸出不小于10 dBm的要求，因此主要是面向優化線性度設計。放大器的電路圖如圖3所示，放大器的輸出功率三階交調點可以由式(8)來估計： 從式(8)中可以看出要提高放大器的線性度，可以通過提高放大管的Vce電壓和集電極電流Ic。由于Vce不會很高，主要就是通過提高集電極電流Ic來提高放大器的線性度，但是一味地提高電流也會帶來功耗的增加。 增加發射極電感可以提高1 dB功率壓縮點的輸出功率，但是放大器的增益會隨之降低，同時1 dB功率壓縮點的輸入會增大，加大對前一級放大器線性度的壓力。所以發射極電感只能選擇一個合適的感值，不能過大。 3 LNA仿真結果 仿真結果如圖4、圖5所示。 在鏡像頻率附近，增益由無陷波濾波器時的25 dB左右，降到-21．9 dB值附近，對進入LNA的鏡像信號起到一定的抑制作用。表1表明電路在頻段內穩定度狀況，系數遠大于1，電路絕對穩定。 另外，從式(5)可看出陷波濾波器的Q值受電感中的寄生電阻所限制。所以，在CMOS工藝中，電感的特性影響著LNA最后的性能。 通過表2可以看到LNA在有陷波濾波器和沒有陷波濾波器兩種情況下的仿真結果的對比。 4 結語 為了達到單片雷達接收機對鏡像抑制度的要求，采用CMOS O．18μm工藝設計了一個三級級聯的鏡像抑制LNA。通過在LNA中接入無源限波濾波器，實現對鏡像信號的衰減，從而減小了后端混頻器電路的設計難度。 最后在ADS中對設計的放大器進行仿真，其結果為，最大供電電壓為5 V情況下，信號頻段3．0～3．2 GHz，中頻輸出為225 MHz，功率增益≥31 dB，噪聲系數≤O．5 dB，輸入／輸出1 dB點的功率分別為-19．5 dBm和11．5 dBm，對鏡像信號的抑制度達22 dB。避免了使用片外濾波器，提高了系統的集成度。由于目前的CMOS工藝中，電感的品質依然有待提高。單片鏡像抑制LNA要想達到更好的性能，還有待進一步研究。 |
