|
在寫“保持容性負載穩定的六種方法”部分時發生了一件有趣的事情。我們選擇了具有“軌至軌”輸出的 CMOS 運算放大器并測量了 ROUT，但在高頻區域沒有環路增益，因而無法確定 RO。根據 RO 測量結果，我們預測了在 1μF 容性負載情況下放大器“Aol 修正曲線圖”中第二個極點的位置。令我們大吃一驚的是，Tina SPICE 仿真在“Aol 修正”曲線圖進行 x5 處理時關閉了！基于先前的第一輪分析結果，這個錯誤完全超出了可以接受的限度，因而我們對放大器輸出阻抗進行了仔細研究。 本系列刊文的第 7 部分，即本部分將針對兩種最常用于小信號放大器的輸出拓撲重點討論放大器的開環輸出阻抗 ZO。對于傳統的雙極性射極跟隨器 (bipolar emitter-follower) 而言，放大器輸出級 ZO 性能良好，并且在整個放大器的單位增益帶寬范圍內主要呈現為阻性 (RO)。然而，對于許多 CMOS 軌至軌輸出放大器而言，在該放大器的單位增益帶寬范圍內，ZO 同時呈現容性和阻性。 本文并不針對“全 NPN 輸出”的雙極性技術 (bipolar topology) 進行分析，其最常用于功率運算放大器，一種能夠提供從50mA 至超過 10A 電流的、在線性區域工作的放大器。 具備豐富的輸出阻抗知識非常重要，將有助于正確預測“Aol修正圖”，同時也是網絡綜合技術中用于穩定放大器電路的基本工具。 雙極性射極跟隨器輸出放大器的 ZO 圖 7.1 顯示了射極跟隨器拓撲的典型雙極性輸出級。在此類型的輸出級中，RO（小信號、開環輸出電阻）通常是 ZO（小信號、開環輸出阻抗）的主要組成部分。對于既定的 DC 電流負載，RO 一般為常數。我們先分析一些射極跟隨器 RO 的經驗法則，然后借助這些法則來預測不同DC 輸出電流值對應的 RO。我們最后將用 Tina SPICE 仿真程序來檢驗預測值是否正確。 圖 7.1：OPA542 的關鍵參數 —— 典型射極跟隨器、雙極性輸出放大器 圖 7.2 顯示了典型射極跟隨器、雙極性輸出放大器的參數。當輸入偏置電流為 nA 級（如 10nA）時，采用這種拓撲的器件能夠實現極低的噪聲與偏移輸入參數等優異特性。某些雙極性放大器在輸入級中采用 JFET 使輸入偏置電流降低至很低的 pA 級。該常用模式的輸入級范圍一般是兩個電源均為 2V 左右。輸出電壓擺幅通常被限制在任一電源軌電壓的 2V 范圍內或稍高，采用雙電源（如 +/-5V ～ +/-15V）的放大器通常可獲得最佳性能。 圖 7.2：示例參數：射極跟隨器、雙極性輸出放大器 高級射極跟隨器、雙極性放大器的簡化模型采用兩個 GM（電流增益）級，其后跟隨了一個晶體管電壓輸出器輸出級，如圖 7.3 所示。開環輸出阻抗 ZO 主要由 RO 決定，對于該放大器的單位增益帶寬而言是常數。 圖 7.3：兩級簡化模型：射極跟隨器、雙極性輸出放大器 對于大多數放大器而言，放大器輸出端空載時，輸出級的 AB 類偏置電流約為整個放大器靜態電流的 ?。雙極晶體管的 RO 與 1/gm 成正比，其中 gm 為晶體管的電流傳輸比 (current transfer ratio) 或電流增益。由于 gm 與集電極電流 IC 成正比，因而 RO 與 IC 成反比。當 IC 從空載輸出電流向滿負載輸出電流增加時，RO 將會降低。這可能會使人有這樣的推測，即當輸入電流高到一定極限時 RO 將為零。然而，由于晶體管的物理特性、內部驅動以及偏置排列 (bias arrangement) 等原因，上述推測不成立。我們將測量最高可用負載電流下的 RO 值，并把它定義為 RX。然后測量空載電流下的 RO 值，并得出給定放大器電路的常數 KZ，該常數可用于預測任何負載電流下的 RO 變化情況。從圖 7.4 中，我們可清楚了解，如何用射極跟隨器的輸出項描述從前端 gm 級到放大器輸出引腳之間的路徑。 圖 7.4：ZO 定義：射極跟隨器、雙極性輸出放大器 圖 7.5 詳細描述了常數為 RX 的射極跟隨器 ZO 模型，測量環境為：滿負載電流、傳輸函數為 KZ / IC 的串聯式電流控制電阻器。由于器件具有推（PNP 晶體管）和拉（NPN 晶體管）輸出級，所以 ZO 模型包括每個輸出級的等價 RO 模型。回饋至輸出引腳的有效小信號 AC 輸出阻抗等于推輸出級與拉輸出級阻抗的并聯組合。對于 ZO 小信號 AC 模型而言，VCC 及 VEE 兩個電源均對 AC 短路。 圖 7.5：ZO 模型：射極跟隨器、雙極性輸出放大器 并不是放大器的所有 SPICE 宏模型都相同。要研究輸出阻抗 ZO 的所有仿真，必須在使用真實器件正確建立輸出模型的宏模型上完成，以及需要相匹配的 A-B 類偏置電路對真實器件進行精確建模。我們通常無法判斷制造商提供的模型是否完備。在過去 4 年中，Analog & RF Models (http://www.home.earthlink.net/%7Ewksands/) 公司的 W. K. Sands 為德州儀器 (TI) Burr-Brown 產品部開發的高精度放大器創建了大部分 SPICE 模型。如上所示，這些放大器 SPICE 模型極致詮釋了真實的硅芯片放大器，其中包含了詳細的功能列表，如輸出級的正確建模以及 AB 類偏置電路等。參見圖 7.6。 圖 7.6：并非所有的 SPICE 放大器模型都相等！ 由于我們無法找到具有精確 A-B 類偏置及真實晶體管輸出的雙極性射極跟隨器放大器宏模型，來進行真實環境下的準確性能分析，所以我們自建了測評模型。在這里，我們可以看到一個由開環增益為 160dB (x100E6) 的壓控電壓源實施的理想前端。輸出晶體管 QP 及 QM 位于簡化的 A-B 類偏置電路中。我們將放大器的最大輸出電流設為 27mA。因此，若需找出 RO 參數 RX，我們就要采用 +27mA 的負載電流進行測試。通過使用“輸入電阻” RL 及“反饋”電感 LF，可以在 Tina SPICE 中輕松建立簡單的 ZO 測試電路。如圖 7.7 所示。我們可以將 DC 環境下的電感器視為短路，而 RL 上施加了電壓 VDC，形成了如下所示的 DC 負載電流。憑借理想的 1T-Henry (1E12 Henry) 電感器，我們可以實現 DC 閉環路徑，以使 SPICE 能夠找到工作點 (operating point)，但對于任何目標 AC 頻率則為開路。現在，如果我們用 1A 的 AC 電流源 Itest 來激勵電路，則經過 dB 數學轉換后 VOUT 成為 ZO。請注意，在這種重負載情況下，IOUT =+27mA，即 QM（實際處于“關閉”狀態）和QP（處于“開啟”狀態）決定了輸出阻抗。 圖 7.7：ZO、重負載 IOUT = +27mA 圖 7.7 顯示了雙極性射極跟隨器輸出放大器在當 IOUT = +27mA 時 ZO 的測量結果。SPICE 的初始結果將繪制在“線性 dB”區域。如果我們對 y 坐標軸取“對數”，則會直接產生 ZO 的歐姆值。y 坐標軸上的對數標尺對我們查看其他頻率帶寬不為常數（如 CMOS RRO）的 ZO 圖很有幫助。 圖 7.8：ZO AC 圖、重負載 IOUT = +27Ma 圖 7.9 顯示了 IOUT = +27mA 時的大等效負載 ZO 模型。RX 的測量值為 6.39Ω。我們假定，使用的 QP 及 QM 輸出晶體管性能接近，并因此賦予這兩個輸出晶體管相同的 RX 值。如有需要，我們可以重新進行分析并測量 IOUT = -27mA 時的 RX 值。結果將會非常接近，以致可以忽略其中的差別。根據此模型，我們可以假定 RMim 為高阻抗，不會干擾 RO 的測量。此外，我們假定 RPip 比 RX 小得多。 圖 7.9：重負載 ZO 模型 圖 7.10 詳細描述了 A-B 類偏置射極跟隨器的無輸出負載環境。我們將 A-B 類偏置電流 IAB 設為 1.08mA。對于無輸出負載的情況，兩個輸出晶體管QP 及 QM 均處于開啟狀態且對 ZO 產生的影響相同。 圖 7.10：ZO、空載 IOUT = 0mA 如圖 7.11 所示，空載 ZO 的測量值為 14.8Ω。憑借這些信息以及 ZO 的重負載值（由 RX 推算），我們通過計算常數 KZ 可以完成對小信號 ZO 的建模。 圖 7.11：ZO AC 圖、空載 IOUT = 0mA 在圖 7.12 中，我們使用空載條件下的射極跟隨器 ZO 模型。我們使用重負載條件下得到的結果并為 RX 填入相應值。現在，我們需要求出空載條件 ZO 的 KZ 值，并假定兩個輸出晶體管 QP 及 QM 的參數相近。詳細的推導過程如上圖所示，我們發現 KZ 值為 0.0250668。 圖 7.12：空載 ZO 模型 現在，讓我們測試射極跟隨器 ZO 模型。我們將使用 QP 提供的約為 2 倍 IAB 大小的 DC 電流，即 A-B 類偏置電流的兩倍。這樣就得關閉 QM，并迫使 QP 的 RO 成為 ZO 的主要部分。從圖 7.13 可以看出這基本是正確的。這也恰當地解釋了 A-B 類偏置方案在真實環境中是如何發揮作用的。我們了解到，當負載電流呈正增長時，所有 A-B 類偏置電流開始向正輸出晶體管 QP偏移。當負載電流變為負值時，全部 A-B 類偏置電流開始向 QM 偏移，直至 QP 在負的重負載電流作用下完全關閉。 圖 7.13：ZO、輕負載 IOUT = +2xIAB (2.16mA) 圖 7.14 顯示了射極跟隨器輕負載 ZO 模型。使用已知的 RX 及 KZ 值，我們可以計算出需要的等價 ZO 值，然后采用下圖結果運行 Tina SPICE 仿真。我們計算得出輕負載下 ZO 值為 13.2326Ω，而 SPICE 的測量結果為 12.85Ω。兩個結果非常相近，適用于各種相關分析。如果投入時間研究，我們會發現 QP 及 QM 的參數不完全一樣。 圖 7.14：輕負載 ZO 模型 圖 7.15 中顯示了輕負載時 ZO 的 Tina SPICE 仿真結果。 圖 7.15：ZO AC 圖、輕負載 IOUT = +2.16mA 現在我們可以建立如圖 7.16 所示的、完整的射極跟隨器 ZO 曲線圖集。從圖 7.16 中我們可以看出，ZO 由 RO決定，RO對于放大器的單位增益帶寬而言是常數，其會隨著負載電流的上升而下降。請注意，ZO 是根據源極和漏極電流在輕負載條件下以及重負載條件下源極或漏極 ZO 無顯著差別的情況下得出的。在雙極性射極跟隨器放大器產品說明書中應包含了這些重要的 ZO 曲線。 圖 7.16：完整的 ZO 曲線：雙極性射極跟隨器 雙極性射極跟隨器輸出放大器的ZO 及容性負載 對于射極跟隨器輸出級的容性負載，我們將采用圖 7.17 中的模型。我們可以從產品說明書中查詢參數，也可以通過測量放大器無容性負載下的 Aol 曲線獲得參數。在放大器的空載 Aol 曲線上，RO 與 CL 相互作用形成第二個極點 fp2。 圖 7.17：雙極性射極跟隨器 ZO 及容性負載 我們將在射極跟隨器雙極性放大器上施加許多不同的容性負載，并測出 RO 及 CL 相互作用形成的極點 fp2。圖 7.18 中的電路使用 LT 作為 DC 短路器來建立 DC 工作點。LT 對于任選的 AC 頻率實現開路，因而我們可以觀察到已修正的 Aol 曲線。CT 對 DC 開路但對任何頻率的目標 AC 短路，并且 CT 還起到將 AC 測試源 VG1 與電路連接的作用。通過檢驗我們發現 Aol = VOA / VM。 圖 7.18：用于測量修正 Aol 曲線的 Tina SPICE 電路 圖 7.19 顯示了多種不同容性負載情況下的最終修正 Aol 曲線。 圖 7.19：不同 CL 值的修正 Aol 曲線 圖 7.20 詳細描述了 RO 及 CL 引起的 fp2 極點在修正 Aol 曲線中的預測位置。圖中還顯示了對應于每個 fp2 的實際的 Tina SPICE 測量位置。由于采用了穩定的綜合技術，Tina SPICE 測量的 fp2實際值與我們的預測值并無顯著差異。 圖 7.20：不同 CL 的 fp2位置：預測值及實際值 雙極性射極跟隨器輸出放大器ZO 的總結 圖 7.21 匯總了雙極性射極跟隨器放大器 ZO 的關鍵參數。在放大器的單位增益帶寬范圍內，ZO 由 RO 決定，且相對頻率而言為常數。當 DC 輸出負載電流增加時，RO 降低并與 IOUT 成反比。容性負載、CL 與 RO 相互作用以在原先的放大器 Aol 曲線上形成第二個極點 fp2。我們可以使用修正 Aol 曲線，來綜合考慮適當的閉環補償值以獲得更好的穩定性。RO 會隨過程與溫度的變化而相應發生變化。對應于過程及溫度變化的經驗法則是 0.65* ROtyp (-55C) ～ 1.5* ROtyp (125C)，其中 ROtyp 為 25C 時的 RO 典型值。我們業已開發的經驗法則不總是適用于雙極性射極跟隨器放大器的開環輸出阻抗。可從放大器制造商處獲得最完整和最精確的 ZO 數據，經測量也能獲得。 圖 7.21：雙極性射極跟隨器ZO 的總結 CMOS RRO（軌至軌輸出）放大器的 ZO 圖 7.22 顯示了典型的 CMOS RRO 放大器拓撲。此類輸出級中，RO（小信號、開環輸出電阻）通常是 ZO（小信號、開環輸出阻抗）的主要組成部分。RO 與大多數 DC 負載電流成反比。然而在輕負載電流情況下，RO 與 DC 負載電流成正比。在中低頻區域，ZO 通常呈現為容性。由于 RL（輸出端的阻性負載）與 ZO 容性部分相互作用，因而放大器 Aol 曲線在低頻區域將受到影響。 圖 7.22：典型的 CMOS RRO 放大器 圖 7.23 以 CMOS RRO 放大器為例列出了相關參數。OPA348 也是一種 RRI（軌至軌輸入）放大器。CMOS RRIO（軌至軌輸入/輸出）拓撲理想適用于具有以下特性的單電源應用：輸入和輸出軌上的擺幅很小、極低的靜態電流以及極低的輸入偏置電流。其噪聲通常比雙極性射極跟隨器放大器要高得多。 圖 7.23：示例參數：CMOS RRIO 放大器 圖 7.24 是我們針對典型 CMOS RRO放大器繪制的簡化模型，該放大器使用可控制電流源 GM2 的電壓輸出差分前端。GM2 驅動 RO，從而產生可控制輸出電流源 GMO 的電壓。電容 CO 反饋至 RO、GM2 結點。從這個簡化模型可以看出，在高頻段 ZO = RO。當頻率從高頻向中、低頻變化時，我們將看到 CO 產生的作用，ZO 也因此呈現容性。 圖 7.24：簡化模型：CMOS RRO 放大器 如圖 7.25所示，對于大多數 CMOS RRO 放大器而言，放大器輸出端無負載時，輸出級的 AB 類偏置電流約為整個放大器靜態電流的 ?。在高頻段 ZO = RO。RO 與 gm（MOSFET 的電流轉換率）成正比。但是 MOSFET 的 gm 與 ID（漏極電流）的平方根成反比。 圖 7.25：ZO 定義：CMOS RRO 放大器 圖 7.26 詳細描述了 CMOS RRO RO 模型，其由半推 (QP) 拉 (QM) 輸出 MOSFET 的電流控制電阻器組成。每個電流控制電阻器 RPip 及 RMim 與相應 MOSFET 上的漏極電流的平方根成正比。當回饋至放大器的輸出端時，兩個電流控制電阻器并聯，相應的值為 RO。這些電阻器的并聯方程可以建立一個數學方程，通過該方程意外地得出了一個傳輸函數。當 IOUT 小幅增大時，RO 將持續增大直至其中一個輸出 MOSFET 完全關閉并且退出 A-B 類模式。 圖 7.26：RO 模型：CMOS RRO 放大器 圖 7.27 中的計算示例顯示出 RO 與 IOUT 小幅變化值之間的特有關系。在A-B 類偏置模式下，流過兩個器件的 QP 及 QM 的電流均為 22uA時，RO 等于 200Ω。Im 增大表示 IOUT 流入放大器輸出端的電流也在增大，QP 接收的電流逐漸減小直至當 Im = 44μA 時完全關閉。此時，RO 為最大值 (RO Max = 282.25Ω )。IOUT 電流增大則 RO 將會減小。 圖 7.27：RO 增大/減小參數實例 我們已經選擇了 OPA348、CMOS RRIO 放大器來研究 CMOS RRO ZO。該器件具有非常精確的 SPICE 宏模型，其 ZO 參數通過了實驗室測評。通過 Tina SPICE 能方便地查看 ZO 參數。在第一個 ZO 測量中我們將使用最大負載電流 10mA。請注意：圖 7.28 所示的測試電路中，電流計 IOUT 的作用是確保將 IOUT 的 DC 值精確控制在 10mA。簡單地將 V1 除以 RL 不能完全解決放大器輸入補償電壓的參數問題，這可能會導致意外誤差。 圖 7.28：ZO、重負載、IOUT = +10mA IOUT 等于 10mA 時的 ZO AC 圖中包含一個 34.79Ω 的高頻 RO 元件。ZO 在低于 10kHz 的頻段明顯呈現容性。我們推測 RO 的輸出電流最低，原因是 QM 完全關閉且所有的輸出級電流都流過 QP。 圖 7.29：ZO AC 圖、重負載 IOUT = +10mA 圖 7.30中的重負載 RO 模型說明：RO 的輸出電流最低，原因是 QM 完全關閉且所有的輸出級電流都流過 QP。 圖 7.30：重負載 RO 模型 我們將使用圖 7.31中的電路計算空載 ZO 曲線。根據 IQ 與 IAB 關系的經驗法則，OPA348 中 IQ=45μA，所以 IAB=22.5μA。483.65fA 的誤差電流對空載 ZO 曲線不會有顯著的影響。 圖 7.31：ZO、無負載 IOUT = 0mA 如圖 7.32 所示，IOUT 等于 0mA 時的 ZO 包含一個 196.75Ω 的高頻 RO 元件。ZO 在低于 3kHz 的頻段明顯呈現容性。 圖 7.32：ZO AC 圖、無負載 IOUT = 0mA 圖 7.33 中的空載 RO 模型表明，OPA348 中的輸出 QP 及 QM 對 RO 具有相同的影響。圖中同時假定 A-B 類偏置電流為 22.5μA。 圖 7.33：無負載 RO 模型 我們現在知道了重負載和空載時的 ZO 意味著什么。我們關心的另一個關鍵曲線是 RO 變成最大值時的輕負載。我們并不十分清楚該工作點的位置，原因是我們不能看到 OPA348 A-B 類偏置級的內部，但在計算 AC 傳輸曲線之前，我們需要知道該點的位置。使用圖 7.34 中的技術和電路將能夠很快達到目的。如果我們繼續運行如圖所示的 AC 分析/計算 AC 結點電壓分析，就可以變換 V1 值并迅速更新 VOA。VOA 的讀數為均方根值。我們將 IG1 設定為 1A、AC 生成器、f=1MHz（這正好處于 RO 主導 ZO 的頻率范圍之內）。一旦找到能夠產生最大 VOA 的 V1 值，就可以用其計算 AC 傳輸曲線。請注意：VOA 的讀數為均方根值，其中包含 VOA 的所有 DC 分量。另請注意：關于電流電平，在 7.35μVrms 區域中的DC 值將會下降，與 VOA 在 254.56Vrms 區域的沒有顯著區別。輕負載下 RO 的 AC 幅度值為 254.56Vrms / .707Arms = 360Ω（AC 正弦波 Arms = 0.707Ap）。 圖 7.34：輕負載尋求最大 RO 圖 7.35 為 ZO 輕負載測試電路。 Fig. 7.35: ZO, light lLoad, IOUT = +7.35uA 圖 7.36 是 ZO 輕負載 AC 傳輸函數分析結果。圖中顯示了我們預測到的 360Ω RO，ZO 在低于大約 3kHz 處呈現容性。 圖 7.36：ZO AC 圖、輕負載 IOUT = +7.35mA 輕負載模型（如圖 7.37 所示）的 QP 處于開啟狀態而 QM 處于關閉狀態，QP 因其阻抗最低所以將決定 RO 的值。因為僅需 7.35μA 的負載電流即可關閉 QM，所以最初假定的 A-B 類偏置電流為 22.5μA 可能不正確。IAB 的大小可能比 7.35μA 大不了多少。 圖 7.37：輕負載 ZO 模型 圖 7.38 為 OPA348 的完整 ZO 曲線集。我們所關心的關鍵曲線包括： IOUT = +7.35uA (RO = 360Ω à RO 最大) IOUT = +7.35uA (RO = 196.75Ω à RO 空載) IOUT = +87.4uA (RO = 198.85Ω ) ，在此IOUT 值下，RO 約等于 RO 空載。? IOUT ＞ 87.4μA 導致 RO ＜ RO 空載 IOUT = +10mA (RO = 34.79Ω ) 圖示的其他曲線僅供驗證處于關鍵曲線之間的工作狀態。另外 ZO 曲線可用于判斷負電流值的 IOUT。但是在電流曲線的正值區域，這些曲線間距過密，無法將其置于 IOUT 的頂部，故將其省略以保證圖表清晰。所有 CMOS RRO 放大器產品說明書應包含這些關鍵的 ZO 曲線。 圖 7.38：完整的 ZO 曲線：CMOS RRO 要建立 RRO CMOS 放大器的等價 ZO 模型，我們需要分析 ZO 曲線上的斷點 fz。圖 7.39 顯示了這些斷點在重負載和空載下的測量值。根據頻率和 RO 值可以確定 CO 值。 圖 7.39： ZO 曲線上的斷點fz 使用 ZO 圖可以完成空載和重負載 (10mA)（如圖 7.40 所示）下 給定IOUT 負載的 ZO 模型。 圖 7.40：ZO 完整模型計算 CMOS RRO 放大器的ZO 及容性負載 如果通過初始放大器 Aol 建立修正 Aol 曲線，在驅動容性負載時，負載電容器 CL 將與 ZO 模型電容器 CO 串聯。注意串聯電容值的計算方式與并聯電阻值的計算類似。因此，若 CL ＜ CO，則 CL 起決定作用；若 CL ＞ CO 則 CO 起決定作用。修正 Aol 曲線的第二個極點 fp2 與 RO 及 Ceq（CO 及 CL 的等價電容）直接相關，圖 7.41 顯示了這些關鍵點。 圖 7.41：修正 Aol fp2 的計算 圖 7.42 是用來修正 CMOS RRO 放大器容性負載的 Aol 曲線的測試電路。LT 使 AC 環路開路，而 LT 在 DC 工作點計算中卻提供了短路作用。CT 對 DC 開路，而對任何設定頻率的 AC 短路。修正 Aol 曲線即 VOA / VM。 圖 7.42：修正 Aol 測試電路 圖 7.43 為 CL 從空載至 10,000nF 的真實修正 Aol 曲線。fp2 相應位置的測量值如圖中標注所示。 圖 7.43：CL 修正 Aol 曲線 圖 7.44 對 fp2 測量值與 ZO 模型預測值進行了對比。結果表明，我們可以自信地使用 ZO 模型來預測真實的修正 Aol 圖。請注意 1nF 負載預測誤差較大，原因是我們沒有考慮 OPA348 Aol 第二個高頻極點 (2.87MHz)的效應。因為CL與 2.87MHz 相差太大，另一個fp2 位置可以確定，所以 OPA348 Aol 的第二個極點對預測沒有影響。 圖 7.44：修正 Aol fp2預測值與真實值的比較 CMOS RRO 放大器 Aol 上 RL 的低頻效應 正當我們認為完成了 CMOS RRO 放大器 的相關工作時……CMOS RRO 放大器也出現了另一種低頻 Aol 現象。CO 與 RL 的相互作用產生了高通濾波效應，使 Aol 曲線的低頻部分趨于平坦（如圖 7.45 所示）。 圖 7.45：RL 的 Aol 低頻效應 圖 7.46 是分析 RL 對 CMOS RRO Aol 曲線影響的測試電路。很容易通過調整RL大小來觀察 Aol 上的效應。 圖 7.46：RL 測試電路的 Aol 低頻效應 圖 7.47 清楚顯示了空載、100kΩ 以及 5kΩ等阻性負載的低頻 Aol 效應。 圖 7.47： Aol 低頻部分的 RL 效應 AC 圖 圖 7.48 中的測試電路使我們可以看清CO 及 RL 在 CMOS RRO Aol 曲線的低頻區域的效應。Vaol 代表空載、未修正的 Aol 曲線。VHP 是 CO 及 RL 產生的高通濾波效應。VOA 是未修正的 Aol 曲線通過由 CO 及 RL 形成的高通濾波器時產生的修正 Aol 曲線。 圖 7.48：測評 Aol 上 RL 效應的等效電路 圖 7.49 為 RL=5kΩ 時的 綜合AC 曲線，顯示了未修正的 Aol 曲線 Vaol，CO 及 RL的高通濾波器效應和網絡傳遞函數，以及Vaol 通過 VHP 產生的修正 Aol 曲線 VOA。由于 Bode 圖上的加法等價于線性乘法，所以我們只需將 Vaol 與 VHP 相加即可得到 VOA 曲線。 圖 7.49：測評 Aol 上 RL 效應的等效電路圖 CMOS RRO 放大器的ZO 總結 圖 7.50 總結了 CMOS RRO 放大器 ZO 的關鍵參數。在高頻段，ZO 由 RO 決定。對大多數負載而言，當 DC 輸出負載電流增加時，RO 降低并與 IOUT 成反比。然而，在低IOUT 時，RO 與IOUT 成正比。在中低頻區域，ZO 是容性 CO。如果容性負載 CL 連接到 CMOS RRO 輸出上，則 RO 及 CO 將與 CL 相互作用并產生比原有的 Aol 曲線多一個極點 fp2 的修正 Aol 曲線。Aol 曲線的低頻部分受到阻性負載 RL 的影響，RL 與 CO 相互作用形成高通濾波效應，使中低頻區域的 Aol 曲線趨于平坦。RO 隨過程和溫度而變化。有關過程及溫度變化的經驗法則是 0.5× ROtyp (-55C) ～ 2× ROtyp (125C)，其中 ROtyp 為 25C 時的 RO 典型值。我們研究得出的經驗法則不總是適用于 CMOS RRO 放大器的開環輸出阻抗。最完整和精確的 ZO 數據應該從放大器廠商處或經過測量獲得。 圖 7.50：CMOS RRO 的 ZO 總結 |
