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對于任何功率放大器（功率放大器）設計，輸出匹配電路的性能都是個關鍵。但是，在設計過程中，有一個問題常常為人們所忽視，那就是輸出匹配電路的功率損耗。這些功率損耗出現在匹配網絡的電容器、電感器，以及其他耗能元件中。功率損耗會降低功率放大器的工作效率及功率輸出能力。 因為輸出匹配電路并不是一個50Ω的元件，所以耗散損失與傳感器增益有很大的區別。輸出匹配的具體電路不同，損耗也不一樣。對于設計者而言，即使他沒有選擇不同技術的余地，在帶寬和耗散損失之間，在設計方面仍然可以做很多折衷。 匹配網絡是用來實現阻抗變化的，就像是功率從一個系統或子系統傳送另一個系統或者子系統，RF設計者們在這上面下了很大的功夫。對于功率放大器，阻抗控制著傳送到輸出端的功率大小，它的增益，還有它產生的噪聲。因此，功率放大器匹配網絡的設計是性能達到最優的關鍵。 損耗有不同的定義，但是這里我們關心的是在匹配網絡中，RF功率以熱量的形式耗散掉的損耗。這些損耗掉的功率是沒有任何用途。依據匹配電路功能的不同，損耗的可接受范圍也不同。對功率放大器來講，輸出匹配損耗一直是人們關注的問題，因為這牽涉到很大的功率。效率低不僅會縮短通話時間，而且還會在散熱和可靠性方面帶來很大的問題。 例如，一個GSM功率放大器工作在3.5V電壓時，效率是55%，能夠輸出34dBm的功率。在輸出功率為最大時，功率放大器的電流為1.3A。匹配的損耗在0.5dB到1dB的數量級，這與輸出匹配的具體電路有關。在沒有耗散損失時，功率放大器的效率為62%到69%。盡管損耗是無法完全避免的，但是這個例子告訴我們，在功率放大器匹配網絡中，損耗是首要問題。 耗散損失 現在我們來看一個網絡，研究一個匹配網絡（圖1a）中的耗散損失。電源通過無源匹配網絡向無源負載傳輸功率。在電源和負載阻抗之間沒有任何其他的限制。把匹配網絡和負載合在一起考慮，電源輸出一個固定量的功率Pdel到這個網絡（圖1b）。輸出功率的一部分以熱量的形式耗散在匹配網絡中。而其余的則傳輸到負載。Pdel是傳輸到匹配網絡和負載（圖 1c）上的總功率，PL是傳輸到負載的那部分功率。 了解了這兩個量，我們就可以知道，實際上到底有多大的一部分功率是作為有用功率從電源傳輸到了負載，其比例等于PL/Pdel。 這是對功率放大器輸出匹配的耗散損失的正確測量，因為它只考慮了實際傳輸功率以及耗散功率。反射功率沒有計算進去。 由此可知，這個比例就等于匹配網絡工作時的功率增益GP。而工作時的功率增益完整表達式為： 這里，是負載反射系數，是匹配網絡的s參數， 損失就是增益的倒數。因此，耗散損失可以定義為： Ldiss = 1/GP。 對于功率放大器而言，我們為它設計的負載一般是50Ω。通常，我們用來測量s參數的系統阻抗也是50Ω。如果系統阻抗和負載都是50Ω，那么就為0，于是，上面的表達式就可以簡化為： 在計算一個匹配網絡的耗散損失時，只需要知道它的傳輸值和反射散射參數的大小，這些可以很容易地從s參數的計算過程中得到，因為網絡分析儀通常都會采用線性的方式來顯示s參數的值。在評估輸入和級間耗散損失時，負載的阻抗不是50Ω，但是上述的規律依然適用。 因為反射和耗散損失很容易混淆，射頻工程師有時就會采用錯誤的方法來計算耗散損失。而最糟糕的方法就是采用未經處理的s21來進行計算。一個典型的匹配網絡在1GHz（圖 2）時，對功率放大器而言，是數值為4+j0Ω的負載阻抗。匹配網絡采用的是無損耗元件來進行模擬的，所以在匹配網絡中不存在功率的耗散問題。然而， s21卻是-6dB，因為在50Ω的源阻抗和4Ω的負載之間存在著巨大的不匹配問題。作為一個無損耗網絡，除了一些數字噪音外，模擬的耗散損失為0dB。 在電路的模擬當中，我們可能可以采用s21來求出正確的耗散損失。這一過程包括采用復雜模擬負載線的共軛阻抗來作為源阻抗。由于耗散損失和源阻抗并沒有關系，所以，這是一個正確的方法，但是不便于使用。 另一種通用的方法就是采用電路模擬器中的最大增益來計算。由于這一測量采用了ADS，所以它用起來比較方便。但是，它有可能會得到錯誤的答案。在一個只有 50Ω串聯電阻的簡單電路里，顯然，負載也是50Ω，50Ω串聯電阻的耗散損失是3dB，因為傳輸功率是均分給了串聯電阻和負載（表1）。在這個例子當中，模擬器可以選擇1GΩ的負載阻抗。當50Ω的電阻和1GΩ負載串聯在一起時，它上面的電壓降非常低，而功率的耗散也非常的少。 正確的計算方法應該是采用工作功率增益。用其他方法可能也能得到相同的結果，但是不能保證一定可以得到結果。當負載為50Ω時，要得到工作功率增益，是非常簡單的，我們沒有理由不用它。 輸出匹配電路 輸出匹配的具體電路不同，最終的損失也不同。在微波頻譜的低端，傳輸線占據了太多的空間，所以采用了集總元件的方法。在一個功率放大器模塊的典型輸出匹配電路中，使用大容量的隔直電容器來防止直流電流從功率放大器電源流到負載中去（圖2）。用表面貼裝電容器和印制電感器以及表面貼裝電感器組成的兩節低通匹配網絡，可以將50Ω的名義負載阻抗轉化成合適的負載線。而負載線的設置是根據指定的功率放大器輸出功率和可用的電源電壓。手機放大器的負載線變化范圍為 1Ω到5Ω。 我們可以采用標準的或高Q值電容器。還有另一個正在逐漸流行起來的做法就是采用集成電容。在許多工藝技術（包括GaAs 和CMOS）中，高品質的金屬-高介電質-金屬結構的儲存電容器都是可以用的。有一家供應商提供不使用任何表面貼裝元件的完整的GSM功率放大器模塊，所有的匹配網絡使用的都是引腳框架走線和集成電容。除了可以減小尺寸外，采用集成電容在成本方面有它的優勢，這點可以通過采用更好的生產線、降低裝配的復雜性、節省物流工作，以及縮短交貨時間來實現。 把損失降到最低 即使設計者無法選擇不同的技術，在帶寬和耗散損失之間，他們仍然可以有很大空間可以在設計方面進行折衷。要想了解一個輸出匹配的損耗機制，有一個辦法，就是采用無損耗元件來模擬匹配，然后每次在一個元件上引入損耗機制（表2）。 電容器的品質因數與它的電容量是成反比的。要想使輸出匹配的耗散損失達到最小，那么在輸出匹配中，Cl的值就必須盡可能地小。折衷是在帶寬和耗散損失之間做出的。 對于一個功率放大器的效率而言，耗散損失是非常關鍵的。耗散損失的值就等于匹配網絡工作功率增益的倒數，而與源阻抗的任何特性都沒有關系。當負載阻抗為50Ω時，耗散損失的計算公式非常簡單，且很容易應用在設計上。 也有其他的方式可以測量輸出匹配的損耗，但是這些測量方法有時會得到錯誤的結果。在輸出匹配電路上，采用不同的電容器技術會帶來不同的損失。集成電容非常適合用在低損失輸出匹配上。即使已經選定了電容器技術，在帶寬和耗散損失之間還是存在著很大的空間在設計方面進行折衷。 表 1 50Ω串聯電阻的耗散損失 模擬結果 -3.5 dB 最大增益 0.0 dB Gp -3.0 dB 表 2 輸出匹配的機械損耗 有損失的元件 在1GHz時耗散損失 L1 0.17 dB C1 0.66 dB L2 0.15 dB C2 0.11 dB Cout 0.03 dB 總計 1.11 dB 圖1 為計算求匹配網絡的耗散損失而構造的網絡（a）。把匹配網絡和負載一起考慮，電源輸出一定數值的功率到這個復合網絡（b）中。當電源輸出Pdel到匹配網絡和負載的復合網絡時，PL是傳輸到負載的那部分功率（c）。 圖2 一個典型的匹配網絡在1GHz時，對功率放大器來講，是一個數值為4+ j0Ω的的負載阻抗。匹配網絡采用的是無損耗元件來進行模擬，所以在匹配網絡中，沒有功率的耗散出現 |
