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目前，多路輸出變換器普遍采用對主路輸出進行閉環PWM控制方式，而其他的輔助輸出采用間接穩壓方式。由于只對主輸出進行閉環控制，占空比的改變對輔助輸出的負載影響較大，尤其是從輕載到滿載變化時，負載交叉調整的性能變差。常用的技術有以下幾種。 第一，多路輸出變換器的設計可以考慮采用多種拓撲結構。通常，調整主路輸出，其他輔路輸出會按照隔離變壓器相應的匝數比進行交叉調整。此方法存在多種問題，包括反激和正激變換器，尤其是除了在調整主路中的輸出電壓以外，非常難以在各輔路輸出端獲得精確的電壓，因為在設計多輸出電源變壓器時使用的匝數比只是近似值。此外，任何一路輸出上的瞬態負載影響將反映在所有其他負載上。并且，由于各變壓器繞組間存在漏電感，因此負載交叉調整率將比較差。這些問題可以通過將交叉調整的輸出電壓設置得稍稍大于所需值，并在每個輔助輸出端加一個線性調節器來解決,如圖1所示。電流小于3.0A時，最好使用線性調節器作為后級調整輸出，但是此種方法會犧牲較大的效率為代價，限制了低輸出電流應用。若采用WVC技術的多路輸出反激變換器，可以有效改善輸出的直流和瞬態特性。具體來說，對各路輸出電壓均進行采樣作加權后調節占空比D，如果權衡系數和補償環節設計合理，電源品質將會得到顯著改善。正激變換器多路輸出采用耦合電感的設計方法，需要使電感的匝數比等于主變壓器的輸出繞組的匝數比，對于負載不對稱的用電環境下交叉調節性能沒有明顯改善。 圖1 線性調節器 第二，為了改善負載交叉調整率，可使用單獨的DC/DC變換器來進行組合，實現多路輸出穩壓，但電路比較復雜，且價格非常昂貴。另一個選擇是用UC3573控制器設計一個降壓轉換器作為后調節器,如圖2所示，比較適合3.0～8.0A電流輸出。這種方法能達到90％的高效率，但是如果后調節器采用多個副線圈的話需要增加整流器、電感和電容器。這種方法增加了一級LC濾波回路，在多路輸出時，濾波器的數量明顯增加。同時，這種降壓斬波電路一般應用在輸入電壓和輸出電壓均較低的電路結構當中。 圖2 降壓轉換器 圖3磁放大后調節器 第三，用UC1838控制器設計磁放大后調節器，如圖3所示。它的效率很高，特別適合大于5.0A中低電流的應用，但在高電流應用中效率很低。而且，它不易實現過流保護，輕負載時的低調節度和高頻（200kHz）時磁放大電感的高費用使它不是一個完美的解決方案。 圖4 次級側同步后置穩壓器 第四，一個較好的選擇是用新型的次級側同步后置穩壓器(SSPR)，如圖4所示。這樣既可以實現前沿又可以實現后沿調節。SSPR在多路輸出隔離電源的精確調節應用方面具有簡單、高效率、高頻化、無損耗過流保護和遙控開關機等優點。應用CS5101比LM5115、UCC2540和LT3710等帶有雙N溝道MOSFET后置同步穩壓器控制電路簡單，能夠適應于輸入高壓和低壓的各種電路結構。CS5101是一種帶有N溝道MOSFET驅動的同步前沿開關調節控制器，可直接由變壓器的次級繞組生成一個精確穩壓的次級輸出，從而最大限度地減小了主路輸出電感器和電容器尺寸。同時，它可以應用于單端或雙端拓撲結構。 次級側同步后置穩壓器(SSPR)的工作描述 SSPR調節器允許輔路在沒有初級側反饋的情況下獨立控制輸出。SSPR開關后面連接次級側整流二極管和輸出電感。在電流模式的單端正激拓撲結構中，初級控制器保持一個穩定的伏秒值。前沿和后沿的初級側電流波形如圖5所示。使用峰值電流測量的電流模式控制前沿情況下，后沿調制將導致環路的不穩定。 CS5101 SSPR控制器作為前沿調制設計，應用于電流模式或電壓模式控制。 圖5 主要開關電流波形 SSPR技術的應用 SSPR能用在各種電路拓撲結構中，包括單端/雙端降壓變換器、反激變換器，可以用于電流控制模式或電壓控制模式。 圖6 主開關波形 在每種拓撲電路中，通常N-FET功率開關會和一個正向二極管串聯使用，如圖6所示。由于N-FET被連接在兩個二極管中間，不可能使用單個的共陰極或共陽極的整流器，N-FET的源級電壓從變壓器的次級峰值電壓到大約-0.7V（反向二極管的正向壓降）之間變化，設計者必須創建一個浮動的驅動地。 圖7 濾波電感在地端時的主開關波形 如果變壓器的次級多路輸出沒必要是公共地的話，濾波電感可以連接在地端，如圖7所示。使用這種結構，N-FET的源級也就是輸出電壓VO。這樣使得驅動FET的電路變得簡單、可靠，VC和VCC電壓能從同一點取。但是通過電感的正向電壓轉換被輸出電壓箝位，所以，必需從另外的次級輸出獲得SYNC同步脈沖信號。 圖8 負電壓輸出時的SSPR應用 有兩種方式可以產生負電壓輸出。一種是簡單地在輸出端反接地，如圖8所示。SSPR電路支持負電壓輸出。 圖9 參考地的負電壓輸出SSPR應用 另一種方法如圖9所示。SSPR的柵極驅動電路的參考為電源地，在這種結構中，需要增加反饋信號倒相。 在推挽或橋式雙端拓撲結構中，僅需要一個功率開關去控制輸出電壓。如圖10所示。輸出濾波電感可以連接在輸出正端或輸出地端。工作頻率是初級控制器開關頻率的兩倍。 圖10雙端拓撲結構SSPR應用 對于大功率電源，有中心引出端的單封裝整流器應用，SSPR功率開關的柵極驅動電路可以通過隔離變壓器來實現。如圖11所示。 圖11隔離變壓器驅動的SSPR應用 設計實例 下面給出一個雙路輸出的電流模式控制正激變換器的設計。主路5.0V輸出采用PWM控制器（CS3842A），輔路3.3V輸出采用CS5101控制。 設計參數 輸入電壓范圍18～36Vdc，主路輸出VO1/IO1：5.0Vdc/0.2～3.0Adc，輔路輸出VO2/ IO2：3.3Vdc/0.3～2Adc,開關頻率100kHz,主輔路線性調整率、負載調整率均＜1.0% 功率變壓器采用TDK磁芯PC40EER25.5-Z，3.3V輸出和5V輸出均采用相同的圈數，功率變壓器的匝數比NPY:NSY5:NSY3:NAUX等于20:11:11:8。占空比范圍：Dmax=0.586,Dmin = 0.293。5.0V輸出電感L1＝100μH，使用一個T72-26的鐵硅鋁磁環，34T，#24AWG。3.3V輸出電感L2=50μh。使用一個T80-26的鐵硅鋁磁環，42T，#24AWG。兩路輸出各用一只鋁電解電容，330μf/15V，ESR=0.12Ω。因為變換器采用電流模式控制，初級峰值電流的采樣通過電流取樣電阻R10獲得。初級側電流斜率的變化受到次級兩路輸出電感的影響。在最低輸入電壓時占空比超過50%，為了避免環路的不穩定，斜波補償是必要的。 SSPR控制輸出計算 從以上數據可知，低壓輸入時3.3V繞組電壓為：VSY3=18×(11/20)=9.90V。 假設肖特基整流管的正向壓降為0.75V，滿載時FET的正向壓降為0.1V，占空比修正為： DO3LL=(3.3+0.75+0.1)/9.9=0.419 DO3HL=(3.3+0.74+0.1)/19.8=0.209。 供電電壓VCC直接取自于3.3V的繞組，其隨著輸入電壓的變化而變化，VCC＝9.0V～19V。Vcc的參考是地，而門驅動電壓VC參考點是Q3的源級，VC = 8.0V～18V。 CS5101的同步電壓閾值是2.5V。為了可靠的工作，SYNC腳的電壓必須在脈沖期間都高于2.5V。 VSYNC(MIN)=VSY(MIN)×(R14/(R13+R14))=((18×11)/20)×(15K/(5.1K+15K))=7.39V VSYNC(MAX)=((36×11)/20))×15K/5.1K=14.87V 由于線圈上的電壓在恢復期間是負值，在R14并聯一個箝位二極管D9。 斜波電容的值是用最小導通時間（高壓輸入時）和內部電流源電流來計算的。CRAMP=C16=300PF。 輸出電流大小可以通過輸出負端的電流取樣電阻R19獲得。由電阻R16、R17和R20等電阻組成的電壓分壓連接到電流放大器，從而計算過流保護設置點。 設計結果和波形 電路電性能參數如表1所示。 從表中可以看出，3.3V輸出負載效應和源效應均優于0.3%。 實際波形如圖12和圖13所示。 圖12 初級側波形 圖13 SSPR波形 |
