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AC電源供電產品的設計工程師將面臨對電源效率的強制要求，這使得電源設計更具挑戰性。當然，人們也希望它能帶來經濟上的好處。從某種意義上說，在用戶對耗能的特性習以為常且同時期望保持相同或更長電池續航時間之際，便攜式設備的設計工程師面臨同樣的挑戰和機遇。在1990年代，環境保護署(EPA)啟動稱為能源之星(Energy Star)的認證項目，只涉及休眠模式。因為能源之星認證是自愿的行為，且忽略工作功耗，所以對設計影響有限。 致力于個人計算機的工作能效的Ecos Consulting與幾個電子機構結盟發起了稱為80 Plus的另一個自愿認證項目。該項目的名稱表示，除在標稱負載時的功率因數要高于0.9外，在標稱負載分別為 20%、50%和100%時，設備的運行能效要高于80%。 臺式計算機和各類臺式服務器制造商在參與能效項目的地區每賣出一臺經過認證的產品都將分別獲得5和10美元的退稅。另外，雖然 80Plus是自愿項目，但美國政府給符合80Plus標準的計算機予以補貼。以前，能效曲線一般會給出一個對應于略小于最大設計負載的標稱峰值曲線，而在輕負載時，能效會顯著下降，有時甚至會下降40%或50%。而許多應用通常會有好幾天就是處在“無所事事”的待機態，而需要峰值功率的時間也少得多。80Plus項目旨在降低整個無用功耗，而非僅優化曲線某個點的能效。圖1顯示出可能取得的此類成就。 圖1：Analogic Tech公司的AAT1126 600mA降壓轉換器能在很寬的負載范圍內提供高能效。 盡管這些項目仍是自愿的，但美國和其它國家在考慮為電源能效實施強制標準。例如，《能源政策與儲備法》指令美國能源部在2008年8月8日前確定是否為電池充電器和外接電源制定電能轉換標準。 期間，加州能源委員會頒布的要求強制執行的《電器效率法規(CEC-400)》包括對外接電源的新的能源星要求。而這正是其效能所在。沒人會考慮再生產無法在加州銷售(甚至儲存)的新電子產品，的確，這正是CEC-400所要求的。 與對全球能效要求相伴而來的是對功率因數，即開關穩壓器實際上疊加到電網上的諧波頻率的強制規定。“超過75 W輸入閥值會帶來顯著后果。實際上，75W是超出歐盟為減少施加在D類電器設備的諧波電流規范(IEC1000-3-2)的功率閥值，”安森美半導體(ONSemiconductor)在其幾年前發表的筆記本電腦 ac/dc轉換適配器的參考設計筆記中寫道。 該應用筆記指出：“筆記本電腦用適配器被歸為D類。該法規規定了D類設備允許引入到主電網中的諧波電流的最高水平。在歐洲和日本，IEC1000-3-2目前被要求強制執行。在某種意義上，筆記本電腦適配器的移動/全球特性將使其成為首類滿足IEC1000-3-2要求的大眾市場電源。” 提高能效面臨的工程問題 現把話題從規范轉向滿足這些規范的設計方法。這里主要考慮基本的步降(降壓)穩壓器在能效方面受到的制約。盡管電路會有差異，但所有的開關穩壓器拓撲都有共同之處。 在基本的非同步降壓穩壓器電路中，低壓側整流二極管的正向壓降與輸出電壓串聯，所以其損耗嚴重影響能效(圖2)。美信集成半導體公司(Maxim)在其應用筆記AN652中指出：“即使在3.3V，整流管的損耗也很明顯。對12V電池輸入/3.3V輸出的步降穩壓器來說，除其它損耗途徑之外，僅肖特基二極管0.4V的正向壓降就將產生約12%的能效損耗，”隨著最新處理器和FPGA需要的工作電壓越來越低，穩壓器輸出電壓也變得更低，這種情況將會更加嚴重。 圖2：基本的非同步降壓轉換器。 顯然，隨著輸出電壓的下降以匹配采用更精微工藝制造的IC的工作電壓要求，導通電阻RDS(ON)上的壓降對電路的影響變得越來越重要。此外，驅動MOSFET柵極所需的功耗抵消了更低正向壓降帶來的能效方面的好處。 限制能效的另一個因素是為防止“擊穿(也即高壓和低壓側MOSFET同時導通)”而由同步控制器插入的死區延時。在該死區期間，低壓側MOSFET的寄生體二極管通常對負的電感電壓擺幅起著箝位作用。 但體二極管會帶來損耗且其截止速度慢，導致能效降低1～2%，因此在一些設計中，低壓側MOSFET并聯了一個比體二極管導通電壓低的肖特基二極管。 即使借助此類設計，在開關頻率高，特別是在輕負載條件下，死區的導通損耗仍是很嚴重。當負載電流小時，開關電源變壓器內的電流為零。在這種情況下，有幾種開關電源可供選用。 簡單來說，用高壓側MOSFET柵極信號的互補信號驅動低壓側MOSFET柵極的作法很有效。另一種方法是，在下一個周期開始前，開關控制器繼續使同步開關導通。當變壓器電流開始反向流動時，穩壓器的控制器能感應每一周期內變壓器電流的過零，然后或關閉同步整流器或簡單地在輕載時使該同步整流器不工作。 在下一個周期到來前，使同步開關截止有許多好處。但對提高能效存在一個問題。當變壓器電流反向時，同步整流器會從輸出吸取電流，把能量存儲在輸入旁路電容內，并在下半個周期替換丟失的輸出能量。這將在整個電路的寄生阻抗以及無用的開關動作上消耗能量。 一個解決方法是脈沖跳躍(pulse-skipping)。電源回復至非同步工作態，而肖特基二極管擔當起該角色轉換的媒介。這再一次引入了二極管壓降從而對能效造成傷害。最高效、同時就設計來說也是最復雜的方法是——利用過零檢測，或稱為“谷底控制”。 上述都是老設計中的一些本質缺陷，以及應對這些問題的常用解決方法。下面將介紹可在整個負載條件下都獲得平坦能效曲線的最新電源技術。 新技術和解決方案 1．Power Integrations公司 Power Integrations(PI)是長期以來致力于提升電源能效的歷史最悠久的公司之一，它在2002年推出了EcoSmart技術，該技術是用于便攜式設備的3W恒壓/恒流(CV/CC)AC/DC開關器(LinkSwitch LNK501)的一部分。 傳統的開關電源把開關器件布置在變壓器低壓側，但LNK501把它放置在高壓側。IC以整流后的直流輸入為參考，可以使其能從初級側鉗位電路的近似恒壓和恒流工作狀態中，得到全部反饋信息。由于不需要傳感器電阻以及次級側的全部電流感應電路，該器件可降低次級損耗并把能效提高約10%(應用電路見圖3)。 在自舉啟動后，初級側的漏感 (D5和C4)為LNK501提供電源。這些箝位二極管還提供反饋信息，即C4上建立起來的電壓近似表述通過變壓器匝數比感應過來的輸出電壓。電阻R1把此對應電壓轉換為電流并施加到IC的控制腳。 工作模式采用的是非連續反激，并對輸出特性的恒壓部分實施電壓模式控制，恒流部分實施限流控制。一旦輸出電壓接近擬定的穩壓值，則將輸出的控制轉換為恒壓。若輸出負載增加至超出峰值功率點且輸出電壓下降，則減小的控制腳電流將降低內部電流限制，從而提供一個接近恒流的輸出特性。 在正常負載條件下，當控制電流超過預設值時，通過控制占空比從而提供一個近似的恒壓特性。在輕載/空載情況，當占空比下降至低于3%時，則通過降低開關頻率以降低能耗。 借助CV/CC輸出特性，反激變壓器一直處在非連續電流模式(DCM)。DCM是表述該電流的另一種方法，且因此線圈內的磁場可能接近或達到零。借助DCM，在每一開關周期，所有能量都在MOSFET截止期被輸送至負載。(在連續電流模式，電流和磁場從不為零。) Power Integrations借助HX系列產品提升了大功率(48W無散熱器、150 W帶散熱器)TOPSwitch AC/DC產品線的性能。TOPSwitch HX芯片是整合了700V功率MOSFET、帶控制器和監控功能的單片IC。 HX器件的無負載功耗小于200mW，并在重負載條件下通過多模控制機制獲得更高能效。在重負載條件下，HX芯片采用定頻脈寬調制(PWM)控制技術。隨著負載減小，控制器轉為變頻模式，然后變為頻率更低的定頻PWM模式。當負載非常小時，控制器轉為周期跳躍模式。它能在1W輸入下提供最大輸出功率，且待機功耗極低。 2．德州儀器(TI) TI的開關穩壓器產品線范圍很寬難以盡述。諸如TPS51117等降壓轉換器通過改變開關頻率來實現很高的輕載能效。TPS51117的數據手冊指出：“若選擇自動跳躍模式，則在輕載條件下，TPS51117自動降低開關頻率以獲取高效率。在重負載情況下，隨著輸出電流的減小，電感電流也隨之減小且其谷底將最終達到零電流，它是連續導通和非連續導通模式的邊界。當檢測到零電感電流時，整流MOSFET被截止。” “由于輸出電壓仍高于參考電壓，則高低兩端的MOSFET都被截止，并一直保持到下一個周期。隨著負載電流進一步減小，轉換器工作在非連續導通模式，需要更長時間才能把輸出電容器上的電壓釋放到小于參考電壓。請注意，導通時間與重負載條件下是一樣的。 “相反，當輸出電流隨著負載從輕變重而逐漸增加時，開關頻率隨著電感電流接近連續而增加到預設值。”手冊總結道。 TI的另一款準諧振、反激綠色模式控制器芯片UCC28600集成了三種控制模式：準諧振/DCM模式、頻率反激模式和“綠色模式”。在重負載下，它工作在準諧振(QR)和DCM模式，這是因為驅動開關MOSFET的柵極信號上升沿永遠發生在去磁化后的諧振環底部(諧振谷底開關)。 諧振谷底開關也被施加于最大開關頻率。在頻率反激模式，壓控振蕩器被限制在40～130kHz。當負載最輕時，綠色模式把振蕩器保持在40kHz，開關則進入到滯后“突發”或“hiccup”狀態。 3.美國國家半導體 美國國家半導體(NS)的LM26480在一個多輸出控制器內嵌入了同步開關頻率控制器。它包括兩個大電流、步降DC/DC轉換器和一對線性穩壓器。該芯片是為以鋰離子電池為電源的便攜系統設計的。 其中一個降壓穩壓器可提供0.8~2.0V范圍中的任何電壓，且電流達到1.5A。另一個降壓穩壓器支持1.0～3.3V輸出，電流也可達到1.5A。低壓降穩壓器(LDO)的輸出可被設定為1.0～3.5V，精度為±3%，電流可達300mA，(典型)壓降是25mV。 該開關穩壓器在整個負載范圍的能效曲線非常平坦(圖4)。它有三種工作模式：PWM、脈沖頻率調制(PFM)和關斷。PWM模式是為約70mA或更重負載工作條件而設計的。在輕負載下，器件自動進入PFM，靜態電流減小到約15uA。 圖4：美國國家半導體的LM26480能在高負載的PWM模式和輕負載的脈沖頻率調制模式之間平滑過渡 在負載極輕的場合，PFM模式意味著降低開關頻率和電源電流。該轉換發生在這兩種條件下：電感電流變得不再連續或峰值P溝道開關電流低于某一值(約為66mA + VIN/160Ω)。 在PFM工作期間，轉換器把輸出電壓調至略高于PWM模式時的輸出電壓。這樣，當負載從輕變重時，會有更大的壓降裕量。 顯然，控制器監控輸出電壓并控制輸出FET的開關，以便輸出電壓在標稱PWM輸出電壓上的0.8% 和1.6%(典型)間擺動。若輸出電壓低于“高”PFM比較器閥值，則P溝道MOS功率開關導通。 在輸出電壓超過“高”PFM閥值，或峰值電流超過另一個預設值(約為66mA+ VIN/80Ω)前，P溝道MOS功率開關一直導通。一旦P溝道MOS功率開關截止，N溝道MOS功率開關在電感電流降至零前一直導通。 一旦檢測到N溝道MOS零電流條件，則該開關截止。若輸出電壓降低至低于“高”PFM比較器閥值，P溝道MOS功率開關再次導通。這個過程反復進行，直到輸出達到期望值。一旦輸出達到“高”PFM閥值，N溝道MOS開關則短暫導通以把電感電流釋放為零。此時，兩個輸出開關都截止，器件進入一個功耗極低的模式。 該器件“休眠”模式下的靜態電源電流小于30uA。當輸出掉至低于“低”PFM閥值時，該周期過程重復進行以將輸出電壓恢復至約為標稱PWM輸出電壓以上的1.6%。若負載電流在PFM模式時增加，使輸出電壓低于“low2”PFM閥值時，則該器件將轉換為定頻PWM模式。 4．Zilker Labs 為實現整個負載范圍內的能效最大化，ZilkerLabs的負載點(POL)穩壓器ZL2004和ZL2006采用了多種電路技術。ZL2006集成了3AMOSFET驅動器，可為負載提供大于40A的電流，且不需外接驅動器。ZL2004則需要外部驅動器/MOSFET IC和功率通道模塊。 ZL2006和ZL2004采用自適應死區控制，并采用獨有技術動態調節相對于開啟和截止同步MOSFET的過渡時間。 還有被稱為“自適應二極管仿真”的新技術。隨著負載電流下降，典型的同步步降轉換器將開始吸收電流來維持穩壓，但這種方法將能量從輸出電容器上轉移，從而降低了能效。Zilker Labs的芯片可以檢測到該暫態點，并阻止低壓側MOSFET導通。 所有Zilker Labs的芯片都帶專有總線，允許多個芯片并聯連接/同步工作(圖5)。同步工作有助于優化重負載條件下的能效。但當負載電流減小時，更多器件的開/關動作帶來的高損耗將降低能效。 圖5：Zilker Labs的單線數字DC總線能減少并聯的多個器件的輕負載損耗。 特別是，Zilker Labs的PoL器件集成了自適應補償功能。為在快速的瞬變響應和整個工作范圍內的保持穩定之間取得最佳平衡，需對穩壓器的控制環進行補償。這些芯片在無需外接器件對環路補償進行設置或改動的條件下，便能動態修正環補償系數，以應對變化的負載條件。 |
