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DPGA（數字可編程增益放大器）是一種實用的信號處理元件，在模數轉換器必須獲取廣泛動態范圍內的信號時應用。如果不能容納輸入信號振幅以便匹配和有效地利用模數轉換器跨度，低輸入可能不能以足夠的分辨率數字化，高輸入可能會超出模數轉化器額定的界限，并且完全丟失。 現有的DPGA設計通常將一個乘法數模轉換器并入一個運算放大器的反饋回路中，從而使乘法數模轉換器的輸入代碼確定放大器的閉環增益。現有的幾種單片電路DPGA使用這種拓撲，如凌力爾特的LTC6910和美國國家半導體的LMP8100。但是，DPGA的數字增益控制位有時不方便提供，而且這些設備的輸出跨度可能不足，例如，不足以對接±10V模數轉換器輸入跨度。此外，這些設備的可用增益設置的分辨率通常很不精確，例如，每步增益2:1（2-to-1），這些設備的功耗有時很大。與之相反，本設計實例介紹一種采用發散指數曲線理念的新型DPGA。 最簡單或設計者最為熟知的波形莫過于e-t/RC收斂指數，即，將一個起初充電到輸入電壓VIN的初級RC電路漸進放電到零，其中，當 t=T=loge(2)RC時V=VIN/2，當t=2T時V=VIN/4，當t=3T時V=VIN/8，依此類推。設計者可能不太熟悉但依然簡單的波形是，用合成一個負電阻的有源電路代替R時（圖1）的同一RC拓撲。使用-R取代R，以便使RC時間常數為負：-RC和波形函數生成發散指數 VIN×e+t/RC。之后，波形并沒有收斂到零，而是在理論上發散至無窮大。當t=T時V=2VIN，當t=2T時V=4VIN，當t=3T時 V=8VIN，依此類推。因此，不管輸入電壓有多低，只須在啟動負放電之后等待t=log2(V/VIN)T。 發散指數和負時間常數是DENT（發散指數負時間常數）DPGA拓撲（圖2）的核心理念。當AMPLIFY/TRACK（放大/跟蹤）控制位轉向邏輯“1”時，運算放大器跟隨器的兩個時間反向增益生成一個負時間常數：-(R+1RON) (C+CSTRAY)=-14.4ms，其中，RON是CMOS開關的導通電阻，CSTRAY是C（圖3）周圍的寄生電容。它還會生成一個發散指數：VOUT(t)=VIN×2(t/10ms+1)。由此，增益是2(t/10ms+1)。放大控制位的1ms時間分辨率提供1.07：1=0.6 dB="33步/十進增益編程分辨率"。圖4顯示自跟蹤/放大邏輯轉變開始后的電壓增益與時間的關系。 與單片電路PGA不同，DENT使用分離元件，如運算放大器和開關，所以它可以很容易地通過選擇適當的器件和電源納入參數，如I/O電壓跨度（負輸入和10V放大器）。指數生成計時的準確性和可重復性、ADC采樣和RC時間常數的穩定性限定了放大器在增益編程準確性和抖動方面的實際性能。在示例電路中，當T=14.4ms時，1ns的放大器計時錯誤或抖動相當于 0.007%的增益編程錯誤。值得慶幸的是，常見的微控制器和數據采集設備幾乎都配備有可編程定時器/計數器硬件，這通常使精確可重復的放大/跟蹤控制的數字生成變得輕而易舉。 在模擬方面，可能存在保存增益設置準確性和降低RC組件高精度要求的自校準算法，但它們已經超出了本設計實例的討論范圍。 許多現代功率MOSFET在5V 時達到導通電阻的低值，甚至在柵極到源極電壓為5V的情況下也可達到。然而，對于大功率MOSFET，特別是絕緣柵極雙極晶體管（IGBT），工程師更希望柵極到源極電壓為12V~15V，因為這些電源開關的導通電阻在高柵極到源極電壓情況下會進一步降低。例如，國際整流器公司（International Rectifier）的17A額定IRFR024功率MOSFET有一個0.075Ω的導通電阻（參考文獻1）。當柵極到源極電壓為12V時，該器件的導通電阻與柵極到源極電壓為5V時的導通電阻相比，下降到其值的41％。當開關電流為10A時，該器件的功耗比柵極到源極電壓為12V時的功耗少6W。 IC1是美國模擬器件公司（Analog Devices）推出的一款ADuM5230集成電路隔離式驅動器。它可以將5V的輸入電壓提高到足以驅動MOSFET導通電阻到一個低值的水平，最大限度地減少功耗（圖1）。 但是，在低開關頻率的情況下，IC的高端內部18V箝位消耗該集成電路從低端5V電源獲得的能量（參考文獻2）。 但是，ADuM5230的輸出電壓未經調節。 幸好，該集成電路的一個調節引腳可以用來控制設備內部脈寬調制器（PWM）的占空比，將占空比的值從1降至約0.1。當調節引腳為打開時，默認占空比的值為0.55。當調節引腳連接到5V電源時會出現占空比的最低值。 IC2是安華高科技公司推出的一種ASSR-1219高級光MOSFET器件，用于控制調節引腳的電壓。該光MOSFET的輸出端之間有一個0V飽和電壓。由于經典光耦合器具備一個雙極光電晶體管，在這種情況下用它作IC2不太合適。雙極光電晶體管有0.4V的飽和電壓，并且，一個普通光耦合器的電流傳輸比（CTR）在接近飽和輸出時將顯著降低。 當IC1的高端輸出電壓的負載很輕或者可以忽略時，考慮將調節引腳的電壓轉為外部電壓電平。 有些時候，IC1的高端輸出電壓VISO會超過VZ(IF)+VFLED~13.5V的約值，其中VZ(IF)是D2的正向電流IF的穩壓二極管D1的電壓，VFLED是IC2的發光二極管D2中的最低正向電壓。IC1超過了這個值，電流開始從D2流過，D2輸出的MOSFET開始導電。 IC2的制造商為開/關操作而設計此器件，建議使用的正向電流至少為0.5mA（參考文獻3）。 當IC2輸出的MOSFET處在信號級別負載情況下，幾十微安通過發光二極管的正向電流導致光MOSFET的導通電阻值從幾乎無窮大變為幾千歐姆。調節引腳的電壓電平上升，而IC1的兩個 PWM的占空因數下降。這一行為建立了一個隔離式負電壓反饋。因此，IC2中MOSFET和發光二極管的溫度對電路的性能影響極小。在輕負載情況下，5V電源的電流負載遠遠低于使用打開調節引腳的IC1的電流負載。 測試時，卸載IC1的默認電源電流為約94.6 mA。在電路中有反饋的情況下，該值會降到31.7mA。在重載情況下，IC1高端的輸出電流上升到約20mA，并且占空因數自動上升到一個高于默認電源電流的適當值。因此，輸出電壓在大約3.7mA ~ 22.6mA的范圍內為13.5V。電路的功率效率為20％或更高。在輸出電流為4.5mA的情況下，功率效率為20.5％，而IC1的功率效率約為 15％。在電流為3.7mA的情況下，電路的效率可達20％。該值大大高于IC1在調節引腳開放時的13％。 |
