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測量 OPA227 的低頻噪聲 許多產品說明書都規(guī)定了從 0.1 Hz 到 10 Hz 的峰至峰噪聲參數。這有效地給出了運算放大器的低頻（也就是 1/f 噪聲）概念。在一些情況下將以示波器波形形式給出；而在其它情況下，則以參數表形式列出。圖 6.10 顯示了一種測量從 0.1Hz 到 10Hz 噪聲的有效方法。該電路采用了二階 0.1Hz 高通與四階 10Hz 低通串聯(lián)濾波器，增益為 100。所測設備 (OPA227) 置于高增益配置（噪聲增益=1001）下，因為預計 1/f 噪聲很小，并且必須放大到可用標準測試設備進行測量的范圍內。請注意，圖 6.10 中電路的總增益為 100100（也就是 100x1001）。因此，輸出信號應除以 100100 以將信號復原到輸入。 圖 6.10：示波器顯示的結果 圖 6.11 中所示電路的所測輸出如圖 6.12 所示。圖 6.12 為從 OPA227 產品說明書中截取的一張圖表。所測結果的范圍可除以總增益，以得出運算放大器的輸入范圍（也就是，5mV/100100 = 50nV）。請注意，實際產品說明書曲線與期望的產品說明書曲線有很好的一致性。 圖 6.11：低頻噪聲測量測試電路 圖 6.12：低頻噪聲測量測試電路結果 低頻噪聲測量中的失調溫度漂移與 1/f 噪聲的關系 測量放大器 1/f 噪聲的一個難題是：我們通常很難將 1/f 噪聲與失調溫度漂移分離開來。請注意，在典型的實驗室環(huán)境下，周圍環(huán)境溫度會有 ±3C 的波動。設備周圍的氣流會造成失調電壓的低頻變化，與 1/f 噪聲看上去很類似。圖 6.12 比較了 OPA132 在熱穩(wěn)定環(huán)境下與在典型實驗室環(huán)境下的輸出。假設最壞情況下的運算放大器漂移，在典型實驗室環(huán)境下，失調電壓漂移將為 60uV 左右（根據產品說明書(10uV/C)(6C) = 60uV）。圖 6.12 中的放大器增益為 100，因此輸出漂移的近似值為 6mV（即 (60uV)(100) = 6mV）。 將失調電壓漂移的效應從 1/f 噪聲中分離開來的一種方法是將所測設備置入一個熱穩(wěn)定環(huán)境中。該環(huán)境必須在整個測量過程中，都保持設備的溫度恒定（變化范圍在 ±0.1C 內），并且也應盡可能減少溫度梯度。實現(xiàn)該目的的一個簡單方法是將電子惰性填充液注入到漆罐中，并在整個測試過程中都將設備浸在液體中。熱傳導氟化液通常可用于該類型的測試，因為它們的電阻很高，熱阻抗也很高。并且，它們也是生物惰性材料，并且無毒性。 圖 6.13： OPA132 在實驗室與熱穩(wěn)定環(huán)境中的表現(xiàn) 測量 OPA627 的噪聲頻譜密度曲線 正如我們在本叢書中見到的，在噪聲分析中頻譜密度參數是一種特別重要的工具。盡管絕大多數的產品說明書都提供了該信息，但工程師有時也會進行實際測量，以驗證公布的數據。圖 6.14 中的電路顯示了一種簡單的測試結構，可以對電壓噪聲頻譜密度進行測量。 請注意，用于本測量的頻譜分析儀的帶寬是從 0.064Hz 到 100kHz。這樣的帶寬范圍可對許多放大器的 1/f 區(qū)和寬帶區(qū)進行特征測量。此外，請注意頻譜分析儀內部配置為直流耦合模式，而不是交流耦合模式，因為它的下限截止頻率為 1Hz，1/f時的讀數精度不高。然而，還是應將運算放大器電路與頻譜分析儀進行交流耦合，因為相對噪聲來說，直流失調電壓很大。因此，運算放大器電路結合使用外部耦合電容 C1 和頻譜分析儀的輸入阻抗 R3 進行交流耦合。該電路的下限截止頻率為 0.008Hz（這對我們的 1/f 測量不會造成干擾，因為頻譜分析儀的最小頻率為 0.064Hz）。請注意 C1 實際上是并聯(lián)的多個陶瓷電容（不推薦在本應用中使用電解質電容和鉭電容）。 圖 6.14 中放大器配置的另一個考慮因素是反饋網絡的值。第 3 部分中我們說過并聯(lián) R1 和 R2 (Req = R1||R2) 用于熱噪聲和偏置電流噪聲的計算。該阻抗的數值應最小化，以使得所測噪聲為運算放大器電壓噪聲（也就是說，偏置電流噪聲和電阻熱噪聲的影響可忽略不計）。 圖 6.14：運算放大器噪聲頻譜密度的測量電路 在所有的噪聲測量中，要檢驗頻譜分析儀的噪聲底限是否小于運算放大器電路。圖 6.14 所示例子中，放大器的增益是 100，以將輸出噪聲提高到頻譜分析儀的噪聲底限之上。請謹記該配置會限制高頻帶寬（帶寬=增益帶寬乘積/增益=16MHz/100=160kHz），從而，噪聲頻譜密度曲線將在較低頻率時呈現(xiàn)下降趨勢。圖 6.14 中的例子并不受這一問題的影響，因為高頻下降趨勢在頻譜分析儀帶寬之外產生（噪聲頻譜下降趨勢出現(xiàn)在 160kHz，而頻譜分析儀的最大帶寬是 100kHz）。 圖 6.15 顯示了頻譜分析儀的測量結果。請注意，數據是在數個不同的頻率范圍采集的（0.064 Hz 到 10 Hz，10 Hz 到 1 kHz，以及 1 kHz 到 100 kHz）。這是因為本例中的頻譜分析儀使用了線性頻率掃描對數據進行采集。例如，如果每隔 0.1Hz 采集一個數據點，則在低頻時精度將太差，而在高頻時精度又將超出要求。并且在寬泛的頻率范圍內使用低精度也要求特別多的數據點（比如，0.1Hz 的精度與 100kHz 的帶寬要求 1x106 點）。另一方面，如果您對不同的頻率使用不同的精度，則您可以在每個頻率范圍內均獲得很好的精度，而不需要使用特別多的數據點。例如，從 0.064 Hz 到 10 Hz 的精度可設置為 0.01Hz，而從 1kHz 到 100kHz 的精度則可設置為 100Hz。 圖 6.15：測量不同頻率范圍上的頻譜密度 圖 6.16 突出了在頻譜分析儀測量結果中的常見異常。第一個異常是來自外部的噪聲拾取。本例特別顯示了 60Hz 以及 120Hz 時的噪聲拾取。頻譜分析儀的內部振蕩器也會產生噪聲。在理想的環(huán)境下，通過屏蔽，可以將噪聲拾取降到最小。不過，實際中噪聲拾取通常是不可避免的。關鍵問題在于要確定頻譜中的噪聲“脈沖”是不是由噪聲拾取引起的，或者是確定其是不是設備固有噪聲頻譜密度的組成部分。 圖 6.15 中所示的頻譜密度曲線中的另一個常見異常是在給定測量頻率范圍內，最小頻率處產生的相對較大的誤差。為了更好地理解該誤差，我們可以認為頻譜測量是通過在整個頻譜內掃描帶通濾波器完成的。例如，假設頻率范圍是從 1Hz 到 1kHz，并且?guī)V波器的分辨率帶寬是 1Hz。在該頻率范圍內，帶通濾波器的分辨率帶寬在高頻處相對較窄，而在低頻處相對較寬。現(xiàn)在可以考慮帶通濾波器的邊緣在低頻時從 1/f 噪聲引入較大誤差。圖 6.17 圖示了該誤差。 理解不同的測量異常可以對誤差進行矯正。比如，通過在幾個頻率范圍上測量數據，并在頻率范圍低端去掉幾個數據點，您可以得出更精確的結果。在我們的例子中，從 0.0625 Hz 到 10 Hz 的頻率范圍與 10 Hz 到 1 kHz 的頻率范圍交迭。（10Hz, 1kHz）頻率范圍包含了一些 10Hz 以下的錯誤數據，因此要去掉這些錯誤數據。在頻譜密度測量中可以省略掉噪聲拾取（比如，60Hz 的噪聲），因為它不是運算放大器固有噪聲的組成部分。 圖 6.18 顯示了本例所測量的噪聲頻譜密度曲線，去掉了異常讀數。圖 6.18 中的數據還要除以所測電路增益，以使頻譜密度指示運算放大器輸入。最后，對數據進行了平均。 圖 6.16：頻譜密度測量結果的常見異常 圖 6.17：最小頻率處的測量結果，包括誤差在內 圖 6.18：頻譜密度測量結果 將 OPA627 的頻譜密度測量與產品說明書中的曲線進行比較，我們發(fā)現(xiàn)了一個有趣的結果。寬帶噪聲的測量結果和產品說明書中的參數非常吻合，但是 1/f 噪聲測量則與參數有很大不同。事實上，1/f 噪聲與參數的偏差并不令我們感到很意外。在本叢書的第 7 部分，我們將詳細討論這一問題。 圖 6.19：所測的頻譜密度與產品說明書中參數的比較 總結和展望： 在本文中我們列舉了幾個不同的噪聲測量例子。這些例子中所表明的方法可用于絕大多數的常規(guī)模擬電路。在第 7 部分中，我們將討論與運算放大器內部設計相關的問題。理解運算放大器內部噪聲的基本關系將有助于電路板以及系統(tǒng)層面的設計人員對絕大多數產品說明書中都未明確的噪聲特征有很好的認識。特別是，我們將討論在最壞情況下的噪聲、噪聲漂移，以及 CMOS 和 Bipolar 電路的區(qū)別。 |
